Entwicklung eines störarmen DC-DC

Transcription

Hochschule Ulm
SS 2014
Fakultät Elektrotechnik und Informationstechnik
Prittwitzstraße 10
89075 Ulm
Entwicklung eines störarmen DC-DC-Resonanzwandlers
für Anwendungen im Kraftfahrzeug
Bachelorarbeit im Labor Nachrichtentechnik
Bernd Hiller
27. Juni 2014
Betreuer: Prof. Dr. R. Münzner
Dipl. Ing. (FH) S. Fuchs
Entwicklung eines störarmen DC-DC Wandlers
B. Hiller
Danksagung
Ich, Bernd Hiller, möchte mich bei allen Mitarbeitern der Hochschule Ulm für ihre Hilfe bedanken.
Sie haben mich stets unterstützt und standen mir bei allen technischen Fragen mit Rat und Tat zur
Seite.
Ich danke Herrn Kroner, der mir bei Fragen zum Schaltungslayout sehr hilfreich war und für mich
die Herstellung der Platine übernahm. Ebenso bedanke ich mich bei Herrn Fuchs, der mir bei jeder
Frage und jedem Problem hilfreich zur Seite stand.
Die Betreuung dieser Abschlussarbeit hat Herr Prof. R. Münzner aus der Fakultät Elektrotechnik
und Informationstechnik übernommen. Für seine Betreuung und hilfreiche Unterstützung möchte
ich mich ganz herzlich bedanken.
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B. Hiller
Eidesstattliche Erklärung
Hiermit bestätige ich, dass ich diese Arbeit selbstständig und nur mit den angegebenen Quellen und
Hilfsmitteln angefertigt habe. Alle wörtlichen und sinngemäßen Zitate sind in dieser Arbeit als solche kenntlich gemacht.
Ich erkläre weiterhin, dass die vorliegende Arbeit noch nicht im Rahmen eines anderen Prüfungsverfahrens eingereicht wurde.
Ulm, den 27. Juni 2014
Bernd Hiller
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B. Hiller
Inhaltsverzeichnis
Danksagung .......................................................................................................................................... 2
Eidesstattliche Erklärung ..................................................................................................................... 3
1. Motivation und Aufgabenstellung .................................................................................................... 6
1.1 Motivation .................................................................................................................................. 6
1.2 Aufgabenstellung ....................................................................................................................... 8
2. Schaltungsentwurf und Simulation .................................................................................................. 9
2.1 Grundlegende Funktionen eines Abwärtswandlers .................................................................... 9
2.1.1 Einführung .......................................................................................................................... 9
2.1.2 Wirkungsgrad .................................................................................................................... 10
2.1.3 Grundprinzip ..................................................................................................................... 11
2.1.4 Anwendungen.................................................................................................................... 13
2.2 Resonanz-Konverter................................................................................................................. 15
2.2.1 Aufbau ............................................................................................................................... 15
2.2.2 Vorteile .............................................................................................................................. 16
2.2.3 Resonanzschalter ............................................................................................................... 17
2.2.4 Funktionsweise eines einfachen Resonanzwandlers ......................................................... 18
2.2.5 Full-Bridge-Resonant-Converter ...................................................................................... 19
2.3 Schaltung zur Unterdrückung des Diodenstroms..................................................................... 21
2.4 Schaltvorgänge bei Halbleiterbauelementen ............................................................................ 23
2.4.1 Schaltvorgang bei Dioden ................................................................................................. 23
2.4.2 Schaltvorgang bei MOSFETs ............................................................................................ 25
2.5 Simulation von Wandlern ......................................................................................................... 27
2.5.1 Zero-Current-Quasi-Resonant-Switch (ZCS-QRS) .......................................................... 29
2.5.2 Zero-Voltage-Quasi-Resonanz-Switch (ZVS-QRS) ......................................................... 44
2.5.3 Zero-Voltage-Switching-Multi-Resonant-Switch (ZVS-MRS) ........................................ 51
2.5.4 Zero-Voltage-Quasi-Square-Wave-Wandler (ZVS-QSW) ................................................ 66
2.5.5 Fazit des Vergleichs........................................................................................................... 73
3. Schaltungsentwurf und Layout ...................................................................................................... 74
3.1 Schaltungsentwurf .................................................................................................................... 74
3.1.1 VCO (Voltage Controlled Oszillator)................................................................................ 74
3.1.2 Gegentakttreiberstufe ........................................................................................................ 74
3.1.3 ZVS-MRS ......................................................................................................................... 75
3.2 Layout ...................................................................................................................................... 77
4. EMV-Messungen........................................................................................................................ 80
4.1 Funkstörspannungsmessung..................................................................................................... 82
4.2 Funkstörfeldstärke .................................................................................................................... 84
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5. Zeitverlauf wichtiger Wellenformen .............................................................................................. 85
6. Zusammenfassung und Ausblick ................................................................................................... 86
6.1 Zusammenfassung .................................................................................................................... 86
6.2 Ausblick ................................................................................................................................... 87
7. Quellen und Abbildungsverzeichnis .............................................................................................. 88
7.1 Quellenverzeichnis ................................................................................................................... 88
7.2 Abbildungsverzeichnis ............................................................................................................. 89
Anhang ............................................................................................................................................... 91
Anhang A: Datenblätter ................................................................................................................. 91
Anhang B: Bauteilliste ................................................................................................................... 92
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1. Motivation und Aufgabenstellung
1.1 Motivation
Gleichspannungswandler sind in der Elektrotechnik weit verbreitet. Sie kommen in alltäglichen
Gebrauchsgegenständen wie Handyladegeräten und Netzteilen für Laptops vor. Ein besonders kritisches Anwendungsgebiet ist dabei das Kraftfahrzeug.
In all diesen Gebieten ist das Bestreben erkennbar, die Verlustleistung möglichst gering zu halten.
Hier hat der Gleichspannungswandler einen deutlichen Vorteil gegenüber einem Linearregler.
Durch die Verwendung der Schaltwandler und den damit verbundenen geringen Verlusten kann auf
eine aufwendige Kühlung verzichtet werden. Dadurch ist es möglich, Netzteile klein zu halten.
Allerdings wird zur Ansteuerung der Wandler eine komplexe Regelung benötigt, die für eine möglichst konstante Ausgansspannung sorgt.
Um die Baugröße der Gleichspannungsschaltwandler weiter zu verringern ist es erforderlich, die
Schaltfrequenz zu erhöhen. Durch die hohen Frequenzen entstehen allerdings auch elektromagnetische Störungen, die die Ansteuerung der Wandler massiv stören und somit die Ausgangsspannung
verändern können. Diese Auswirkungen beeinflussen allerdings nicht nur den Gleichspannungswandler, sondern können auch auf benachbarte Geräte überkoppeln. Insbesondere im Automobilbereich ist es wahrscheinlich, dass Störungen auf Busleitungen aufkoppeln und somit den Datenaustausch zwischen Steuergeräten behindern. Aus diesem Grund existieren strenge Normen (z. B.
CISPR Comité international spécial des perturbations radioélectriques), welche die Grenzwerte
aufzeigen, die im Fahrzeug eingehalten werden sollen.
In einer früheren Studienarbeit wurde bereits ein DC-DC-Wandler aufgebaut und EMV-technisch
untersucht (siehe [8]). Allerdings wurde festgestellt, dass Störungen insbesondere bei der Funstörfeldstärkemessung bei höheren Frequenzen auftraten. Daher wird beschlossen, andere Wandlertopologien genauer zu untersuchen. Dabei bietet sich vor allem der Resonanzwandler an, der neben einer Schaltentlastung des Transistors die rechteckigen Wellenformen von gewöhnlichen Spannungswandlern vermeidet. Dadurch werden Oberwellen und somit EMV-Störungen insbesondere
im hohen Frequenzbereich stark unterdrückt.
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Die Motivation für diese Bachelorarbeit besteht darin, einen solchen Resonanzwandler zu entwickeln und einen Prototyp zu erstellen, welcher dann anhand der Messung der Störspannung und der
Störfeldstärke beurteilt werden kann.
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1.2 Aufgabenstellung
Wie bereits eingangs erwähnt, besteht die Aufgabe darin, einen störarmen Resonanzwandler zu entwickeln. In diesem Fall handelt es sich dabei um einen Abwärtswandler. Die Herangehensweise
lässt sich in folgende Blöcke einteilen.
Zunächst werden unterschiedliche Resonanzwandlertopologien genauer untersucht. Dazu ist es erforderlich, die Schaltungen für unterschiedlichen Typen von Resonanzwandlern zu bestimmen und
diese anschließend zu simulieren. Entscheidend sind dabei die Resonanzelemente. Für die Simulation wird das frei verfügbare Tool LT-Spice verwendet. Dabei sollen insbesondere die Wellenformen
der Wandler genauer betrachtet werden. Aus diesem Grund ist es wichtig, die Amplitudenspektren
der Störgrößen näher zu betrachten, um eine Aussage über die elektromagnetische Verträglichkeit
der einzelnen Wandler machen zu können. Darüber hinaus ist es notwendig, den Laststrombereich
genauer zu untersuchen, um die Realisierbarkeit der jeweiligen Wandler besser beurteilen zu können. Anschließend wird die Topologie mit den besten Werten ausgewählt.
Um EMV-Messungen durchführen zu können ist es erforderlich, den Schalter des Wandlers anzusteuern. Zu diesem Zweck muss ein passender Oszillator gefunden werden. Idealerweise wird dazu
ein Voltage-Controlled-Oszillator (VCO) verwendet. Da dieser in der Regel nur geringe Spannungen und Ströme bereitstellen kann ist es erforderlich, das Ausgangsignal des VCO zu verstärken.
Darüber hinaus soll die Schaltfrequenz des Wandlers einstellbar sein.
Anschließend wird das Layout der Platine erstellt. Dabei sollen auch Erkenntnisse aus dem Stromverlauf im Simulationsmodell einfließen, um eine möglichst geringe elektromagnetische Abstrahlung zu ermöglichen. Schließlich soll die Störaussendung des Schaltwandlers mittels einer Störspannungs- und Störfeldstärkemessung nachvollzogen werden.
Die genaue Vorgehensweise von der Planung bis zum Prototyp wird in den folgenden Kapiteln näher
erläutert.
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2. Schaltungsentwurf und Simulation
2.1 Grundlegende Funktionen eines Abwärtswandlers
2.1.1 Einführung
In der Leistungselektronik ist es erforderlich, die Spannung für unterschiedliche Geräte anzupassen.
Der Schaltwandler stellt dabei ein wichtiges Bauelement dar. Gewöhnlich besteht er aus einem Eingang und einem Ausgang für Spannung sowie aus verschiedenen Steuereingängen. Die Ausgangsspannung wird durch die Steuerungsports geregelt.
Mit Hilfe eines solchen Wandlers wird der Betrag der Spannung verändert. Bei bestimmten Bauformen ist es auch möglich, die Polarität umzukehren und den Eingang vom Ausgang galvanisch zu
trennen. Der Regler soll dabei Schwankungen der Eingangsspannung und des Ausgangsstroms erkennen und ausgleichen, um eine stabile Ausgangsspannung zu ermöglichen.
Dabei wird besonders viel Wert auf eine hohe Effizienz gelegt. Der Grund dafür ist neben Einsparen von Kosten durch den Energieverbrauch auch die durch die Verlustleistung entstehende Wärme,
die abgeführt werden muss. Hierzu sind aufwändige Kühlmaßnahmen erforderlich, die die Baugröße der Netzteile erhöhen und durch große Kühlkörper die EMV-Abstrahlung (Elektromagnetische
Verträglichkeit) begünstigen. Besonders problematisch ist dabei oft die Nahfeldkopplung. [1]
In Abbildung 1 ist das Blockdiagramm eines Gleichspannungswandlers dargestellt:
Abbildung 1: Blockschaltbild eines Gleichspannungswandlers nach [1, S. 1]
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2.1.2 Wirkungsgrad
Der Wirkungsgrad stellt ein wichtiges Kriterium bei der Auswahl eines Schaltwandlers dar. Er lässt
sich aus Eingangs- und Ausgangsleistung folgendermaßen berechnen:
P
η= Po
(1)
i
Die Verlustleistung eines Schaltwandlers berechnet sich wie folgt:
1
𝑃𝑙𝑜𝑠𝑠 = 𝑃𝑖 − 𝑃𝑜 = 𝑃𝑜 (𝜂 − 1)
(2)
Es ist zu beachten, dass bereits bei einem Wirkungsgrad von 50 % die Ausgangsleistung der Verlustleistung entspricht. Dadurch muss also eine große Menge an Wärme abgeführt werden. Das bedeutet, dass ein großes und teures Kühlsystem eingesetzt werden muss.
Es ist also erstrebenswert, einen hohen Wirkungsgrad zu erzielen. Wird ein Wirkungsgrad von 90 %
angenommen, beträgt die Verlustleistung gerade einmal 11 % der Ausgangsleistung. Durch die geringeren Verluste kann die Baugröße des Schaltwandlers reduziert werden. [1]
Die geringe Abwärme und Baugröße ermöglicht es, Steuergeräte von Fahrzeugen in der Verkleidung zu verstecken. Die Gefahr einer Überhitzung wird deutlich verringert. Zudem kommt der verringerte Energiebedarf den Anforderungen in Kraftfahrzeugen sehr entgegen, vor allem, wenn man
den erhöhten Strombedarf moderner Fahrzeuge bedenkt, die beispielsweise mit Klimaanlagen ausgestattet sind.
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2.1.3 Grundprinzip
Bei Schaltwandlern wird ein Transistor als Schalter verwendet. Abbildung 2 zeigt die auftretenden
Zustände. Das Speicherbauelement wird hierbei noch nicht beachtet.
Abbildung 2: Prinzipschaltbild eines Gleichspannungswandlers mit Schalter nach [1, S. 5]
In Position 1 liegt die gesamte Spannung der Quelle Vg an der Last R an. Im offenen Zustand (Position 2) wird die Quelle abgekoppelt und die Spannung geht auf 0 V zurück. Das Tastverhältnis bestimmt somit den Gleichspannungsanteil der Ausgangsspannung.
Um beispielsweise eine Ausgangsspannung von 50 V zu erhalten, muss die Eingangsspannung von
100 V mit einem Tastverhältnis von D = 0,5 (50 %) ein- und ausgeschaltet werden. [1]
Das Tastverhältnis (Duty-Cycle) wird mit folgender Formel berechnet:
𝜏
𝐷=𝑇
(3)
Dabei ergibt sich die in Abbildung 4 dargestellte rechteckförmige Ausgangsspannung.
𝜏
T
Abbildung 3: Ausgangsspannung vs(t) des Schalters [1, S. 18]
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Außerdem muss die Verlustleitung der Schaltung beachtet werden. Kondensatoren und Spulen haben in der Regel nur geringe Verluste. Sie sind vor allem auf den ohmschen Widerstand der Leitungen zurückzuführen. Kritisch hingegen sind die Schaltverluste des Transistors, die während der
Umschaltzeit auftreten. In diesem Zwischenzustand geht weder der Strom noch die Spannung gegen
Null. Dies steht im Gegensatz zum Zustand bei offenem und geschlossenem Schalter. Die Leitungsverluste entstehen dabei durch den Drain-Source-Widerstand (RDS(on)) des Schalttransistors.
Durch den Einsatz von Transistoren mit hohen Schaltflanken werden diese minimiert. [8]
Das schnelle Schalten sorgt zwar für geringe Verlustleistungen und die Möglichkeit zur Verwendung von kleinen Bauelementen. Gleichzeitig entstehen aber mehr EMV-Störungen, da immer kürzere Leitungsstücke als Antenne wirken können. Diese können von Leitungen abkoppeln und müssen unterdrückt werden. Zusätzlich wird die Nahfeldkopplung durch hohe Frequenzen gefördert. Es
muss also ein Kompromiss zwischen den durch hohen Schaltfrequenzen verursachten elektromagnetischen Störungen und der Bauteilgröße gefunden werden. [8]
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2.1.4 Anwendungen
Für Gleichspannungswandler gibt es vielseitige Verwendungsmöglichkeiten in der Automobilindustrie. Die Autobatterie mit 12 V Ausgangsspannung muss Geräte mit verschiedensten Spannungspegeln versorgen zu können.
Die Bandbreite reicht dabei vom Ladegerät für Handys über die Klimaanlage bis hin zu komplexen
Steuergeräten. Letztere werden vor allem bei Fahrassistenzsystemen wie ESP und ABS sowie bei
Airbags eingesetzt. Weitere Anwendungsbereiche sind Komfortsysteme wie beispielsweise Navigationsgeräte. Wie bereits erwähnt, sollen diese Geräte und damit ihre Netzteile möglichst kleingehalten werden, um keinen Platz im Auto zu verschwenden.
Bei Steuergeräten findet das EVA-Prinzip (Eingabe-Verarbeitung-Ausgabe) Anwendung. Das heißt,
sie lesen über Sensoren Daten ein, verarbeiten diese und geben sie anschließend an Aktoren weiter.
Zudem sind die einzelnen Steuergeräte über Bussysteme wie CAN oder Ethernet miteinander verbunden. Die Datenübertragung über diese Leitungen ist EMV-Störungen gegenüber sehr empfindlich, da oftmals aus Kostengründen kein Schirm eingesetzt wird. Dadurch ist es möglich, dass sowohl leitungsgebundene Störungen als auch elektromagnetische Wellen auf die Bussysteme koppeln und die Kommunikation der Steuergeräte erschweren oder ganz unmöglich machen. Zudem
sind Funksysteme im Fahrzeug, bedingt durch die Scheibenantennen, sehr empfindlich gegenüber
EMV-Störungen. Aus diesem Grund sind die Grenzwerte im Automobilbereich besonders niedrig
angesetzt.
Abbildung 4 zeigt Steuergeräte in einem Fahrzeug.
Abbildung 4: Steuergeräte im Fahrzeug [2]
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Natürlich sind die Anwendungen nicht nur auf den Automobilbereich beschränkt. Netzteile und
damit auch Gleichspannungswandler werden bei vielen Geräten wie beispielsweise Computern oder
Verstärkern eingesetzt. Der Leistungsbereich erstreckt sich dabei von weniger als einem Watt (batteriebetriebene Geräte) bis hin zu mehreren Megawatt bei Motoren.
Ein Netzteil für einen Laptop ist in Abbildung 5 dargestellt.
Abbildung 5: Blockschaltbild eines Schaltnetzteils nach [1, S. 8]
Als Quelle dient hierbei eine Lithiumbatterie. So wird beispielsweise ein Abwärtswandler eingesetzt, um den Mikroprozessor mit Spannung zu versorgen. Außerdem wird ein Inverter verwendet,
um das Display mit Energie zu versorgen.
Um die Nennwerte, besonders bei Spulen, zu verringern, werden Schaltfrequenzen ab hundert Kilohertz eingesetzt. Dadurch werden das Gewicht und die Größe des Netzteils deutlich reduziert. [1]
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2.2 Resonanz-Konverter
2.2.1 Aufbau
Spannungswandler haben eine lange Geschichte. Diese reicht vom einfachen Linearregler über
Puls-Weiten-modulierte Systeme mit niedriger Frequenz bis hin zu Hochfrequenzwandlern. Das
letzte Glied in der Kette ist der sogenannte Resonanzwandler.
Dieser hat diverse Vorteile, was Geschwindigkeit, Kosten und Größe angeht. Dafür ist diese Technologie komplexer als bei gewöhnlichen Wandlern.
Wie üblich wird zunächst über einen Schalter ein rechteckförmiges Signal erzeugt. Dieses wird über
einen Resonanzkreis geleitet. Das Signal zirkuliert im Resonanzkreis und wird dort gepuffert.
Dadurch entsteht eine sinusförmige Wellenform (siehe Abbildung 7). Im Falle eines Abwärtswandlers findet anschließend die Filterung über einen LC-Tiefpass statt. In Abbildung 6 ist ein einfacher
Resonanzkonverter dargestellt.
Abbildung 6: Einfacher Resonanzwandler [3, S. 1]
Es gibt viele unterschiedliche Möglichkeiten, die Schaltkreise zu gestalten und dieses Prinzip anzuwenden. Zunächst soll aber auf die Vorteile dieses Wandlertyps genauer eingegangen werden. [3]
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2.2.2 Vorteile
Schon bei den ersten Wandlertypen wurde klar, dass, je höher die Schaltfrequenz des Wandlers gewählt wird, desto kleinere Spulen und Kondensatoren können verwendet werden. Dadurch nehmen
das Gewicht und die Größe der Netzteile ab.
Allerdings kommt es dadurch auch zu parasitären Kapazitäten und Streuinduktivitäten. Zusätzlich
werden die Transistoren durch die vielen Schaltvorgänge und die damit verbundenen Verluste belastet und es kommt zu einer erhöhten elektromagnetischen Abstrahlung.
Ein resonanzbasierendes System bietet die Vorteile von hohen Frequenzen und kann gleichzeitig
die Nachteile vermeiden. Mit Hilfe eines Resonanzschaltkreises können die Schalter eines Wandlers
so eingestellt werden, dass sie an stromlosen Punkten der Wellenform zum Einsatz kommen (zero
current points). Eine weitere Möglichkeit besteht darin, den Schaltvorgang an den Punkten des Signals stattfinden zu lassen, an denen keine Spannung vorhanden ist (zero voltage points).
Durch dieses Vorgehen findet eine Entlastung der Transistoren statt. Die resonante Sinuswelle, entstanden durch das Resonanznetzwerk, reduziert die Harmonischen der Schaltfrequenz, die maßgeblich für die Störaussendung verantwortlich sind. Dadurch sind Systeme mit Frequenzen von 500
kHz bis 2 MHz möglich und können auch praktisch eingesetzt werden. [3]
Abbildung 7 zeigt den Schaltvorgang eines Transistors ohne und mit Resonanzkreis.
Abbildung 7: Schaltvorgang eines Wandlers ohne und mit Resonanzkreis [3, S. 2]
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2.2.3 Resonanzschalter
Ein Resonanzschalter besteht aus einem Transistor und einem Resonanzkreis, bestehend aus zwei
Elementen. Diese können auf verschiedene Weise angeordnet werden. Die Funktion ändert sich
dabei aber nicht und entspricht dem Schalter mit rechteckförmiger Ausgangsspannung in einem
gewöhnlichen Wandler.
Die meisten Resonanzkreise können in einer gewöhnlichen PWM-Schaltung eingesetzt werden,
indem der Transistor durch einen Resonanzschalter ersetzt wird. Diese Art der Verwendung nennt
sich Quasi-Resonanzwandler.
In Abbildung 8 sind einige resonanzbasierende Schaltelemente dargestellt.
Abbildung 8: Darstellung unterschiedlicher Resonanzschalter [3, S. 2]
Normalerweise wird das zero-current swiching eingesetzt, um eine Schaltentlastung herbeizuführen.
Aber natürlich kann auch bei Nullspannung geschaltet werden. Dies wird vor allem bei sehr hohen
Frequenzen durchgeführt, da schnelles Laden und Entladen der Schaltkapazität des Transistors eine
große Verlustleistung aufweist. Außerdem hat ein Kurzschluss, obwohl die Steuerung nicht mehr
funktioniert, keine Auswirkung auf den Schaltvorgang. [3]
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2.2.4 Funktionsweise eines einfachen Resonanzwandlers
Bei der in Abbildung 9 dargestellten Schaltung handelt es sich um einen stromlos, quasi-resonant
schaltenden Abwärtswandler. Das Ausgangsfilter, bestehend aus LO und CO, ist, wie bereits erwähnt, für die Glättung der Ausgangsspannung verantwortlich. Die Grenzfrequenz dieses Tiefpasses muss weniger als ein Fünftel der kleinsten Schaltfrequenz betragen.
Abbildung 9 zeigt die Ströme und Spannungen, die während des gesamten Prozesses auftreten, in
mehreren Schritten. Auf der linken Seite der Abbildung sind die jeweils an den Schritten beteiligten
Bauelemente als Schaltkreis dargestellt.
Zu Beginn fließt der gesamte Strom durch die Diode D2. Mit dem Umlegen des Schalters nimmt der
Strom, der durch die Spule Lr fließt, linear mit Vi zu. Der Spulenstrom nimmt zum Zeitpunkt T1
weiter zu, da der Ausgangsstrom ebenfalls über die Spule fließt. Außerdem lädt sich der Kondensator bis zu einer Maximalspannung von 2 Vi auf. Anschließend fällt der Strom über der Induktivität
langsam ab. Sobald dieser unter den Grenzwert von IO fällt, entlädt sich der Kondensator wieder.
Zum Zeitpunkt T2 ist die Spule Lr komplett stromlos. Die Last wird somit ausschließlich über den
Kondensator Cr mit Strom versorgt. Die Spannung über Cr fällt dadurch linear ab. Anschließend
kann der stromlose Schalter geöffnet werden. Fällt die Spannung über Cr auf Vi ab, lässt die Diode
D1 die Spannung zum Schalter durch.
Sobald der Kondensator entladen ist (T3), fließt der Strom über die Diode D2, bis der Schalter das
nächste Mal geschlossen wird. [3]
Abbildung 9: Ströme und Spannungen am einfachen Resonanzkonverter [3, S. 6]
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2.2.5 Full-Bridge-Resonant-Converter
In Abbildung 10 ist ein sogenannter Full-Bridge-Resonanzwandler dargestellt. Er ermöglicht es, die
vier Transistoren so zu schalten, dass der Strom nicht nur in einer Richtung wie in Kapitel 2.2.4
fließen kann, sondern dass eine sinusförmige Wechselspannung generiert wird. Das verwendete
LCC-Resonanznetzwerk, bestehend aus Ls, Cs und Cp, führt zu einer zusätzlichen Glättung des Sinus. Dadurch ist es möglich, EMV-Störungen, die durch die Harmonischen der Schaltfrequenz entstehen, weiter zu reduzieren.
Abbildung 10: Stromlaufplan eines Full-Bridge LCC Resonant-Converters [4, S. 10]
In Abbildung 10 ist ersichtlich, dass das Resonanznetzwerk die Schalter unsymmetrisch belastet.
Der Knoten A ist an die Spule Ls angeschlossen, während der Knoten B direkt mit dem Kondensator Cp verbunden ist. Diese Anordnung kann Gleichtaktstörungen hervorrufen. Es ist also besser,
das Resonanznetzwerk aufzuteilen.
Wie in Abbildung 11 dargestellt werden statt einer großen Induktivität zwei kleine in die Schaltung
eingebaut. Außerdem müssen die Werte der Kondensatoren aufgrund der Reihenschaltung verdoppelt werden. Dadurch kann eine unsymmetrische Belastung vermieden werden.
19
B. Hiller
Abbildung 11: Full-Bridge-Resonant-Converter mit aufgeteilten Resonanzelementen [4, S. 12]
Aus Gründen der Platzersparnis ist es auch möglich, die beiden Spulen auf einen gemeinsamen
Kern zu wickeln. [4]
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B. Hiller
2.3 Schaltung zur Unterdrückung des Diodenstroms
Neben dem Resonanzkonverter gibt es auch noch die Möglichkeit, gewöhnliche PWM-Wandler mit
einem Schaltkreis zu versehen, der den Ausräumstrom der Freilaufdiode in der Schaltung unterdrückt. Bekanntermaßen bewirkt ein großes
𝑑𝐼
𝑑𝑡
an einer Diode Probleme mit EMV-Störungen. Da-
her wird ein zusätzlicher Strompfad zur Schaltung hinzugefügt. Die vorgestellte Lösung hat den
Vorteil, dass sie auf nahezu alle Wandlertopologien anwendbar ist. Dafür sind lediglich weitere
passive Komponenten erforderlich. Zusätzliche Transistoren werden nicht benötigt.
Wie in Abbildung 12 dargestellt, wird eine zusätzliche Spule mit kleiner Induktivität in die Schaltung eingefügt. In Reihe dazu wird eine Diode (D2) geschaltet. Außerdem werden einige Windungen auf der beim Buck-Converter bereits vorhandenen Spule aufgebracht. Diese Reihenschaltung
wird parallel zur Freilaufdiode D1 geschaltet.
Abbildung 12: Schaltung zur Unterdrückung des Diodenstroms [5, S. 127]
Wenn sich der Transistor Q1 öffnet, ist der Strom durch D1 genauso groß wie der Spulenstrom
durch L1 und nimmt dann allmählich ab. Gleichzeitig nimmt der Strom durch D2 solange zu, bis
D1 stromfrei ist und der gesamte Spulenstrom durch die eingefügte Diode fließt. Dies kommt daher,
dass der Spannungsabfall an L1-4 größer ist als der an L1-2. Wenn der Transistor Q1 nun geschlossen wird, gibt es keinen Ausräumstrom an D1.
Durch die zusätzliche Induktivität L2 in Serie ist der Ausräumstrom von D2 vernachlässigbar klein,
da der durchfließende Strom seine Richtung nicht abrupt ändern kann. [5]
21
B. Hiller
Bei dieser Technologie wird lediglich die Diode schaltentlastet, dafür ist sie in nahezu allen Wandlertypen einsetzbar. Bei großen Ausgangsströmen wird eine große Spule L2 benötigt, welche wiederum induktive Störungen hervorruft. Deshalb sollte der Anwendungsbereich auf kleine Ströme im
Milliamperbereich beschränkt bleiben.
22
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2.4 Schaltvorgänge bei Halbleiterbauelementen
In diesem Kapitel soll das Verhalten von Halbleiterbauelementen wie Dioden und MOSFETs genauer betrachtet werden. Dabei wird vor allem auf die Schaltverluste eingegangen. Zudem wird das
Zero-Voltage Switching näher erklärt.
2.4.1 Schaltvorgang bei Dioden
Bei Dioden sind Schaltverluste vor allem auf Rückströme zurückzuführen. Verluste beim Einschaltvorgang der Diode sind normalerweise vernachlässigbar. In Abbildung 13 ist ein hart umschaltender PWM-Wandler dargestellt. Wird die Diode allerdings durch das Einschalten des Transistors nicht mehr vom Strom durchflossen, führt dies zu einer negativen Stromspitze. Dabei steht
Qr für die Ladung der Diode. Diese ist aufgrund von hohem
𝑑𝑖
𝑑𝑡
beim Abschalten der Diode relativ
groß.
Außerdem führt ein Schwingkreis, bestehend aus der Dioden-Ausgangs-Kapazität Cj und dem Diodengehäuse, sowie Leitungsinduktivitäten zu Ringing.
Abbildung 13: Hart schaltender Buck-Wandler (a) mit Diodenspannung und -strom (b) [1, S.763]
In Abbildung 14 ist ein zero-voltage-switching quasi square wave buck-converter dargestellt. Bei Lr
handelt es sich um die Resonanzinduktivität. Diese verursacht einen großen Stromripple, der dafür
sorgt, dass der Strom ir(t) seine Polarität umkehrt. Ist die Diode leitend, entspricht ihr Storm i(t)
genau ir(t). Wenn dieser negativ wird, bleibt die Diode solange durchgeschaltet, bis die gespeicherte
Ladung Qr nicht mehr vorhanden ist. Anschließend wird die Diode in Sperrrichtung betrieben und
der Strom ir(t) fließt durch den Kondensator Cr und die Diodenausgangskapazität Cj. Dadurch än23
B. Hiller
dern sich Strom und Spannung nur mit geringer Flankensteilheit und die Schaltverluste sind vernachlässigbar klein. Dies ist vor allem darauf zurückzuführen, dass die Abreißströme der Diode
relativ klein gehalten werden. [1]
Abbildung 14: ZVS-Buck-Wandler (a) mit Diodenspannung und -strom (b) [1, S. 764]
24
B. Hiller
2.4.2 Schaltvorgang bei MOSFETs
Verluste bei MOSFETs sind auf den bereits erwähnten Abreißstrom bei Dioden und auf den Verlust
der in der Ausgangskapazität Cds des MOSFET gespeicherte Energie zurückzuführen. Diese beiden
Vorgänge finden während des Einschaltvorgangs des Schalters statt (siehe Abbildung 15).
Aufgrund der Ausgangskapazität des MOSFETs gibt es beim Ausschalten keine Verluste, da durch
diese v(t) nahe 0 V gehalten wird. Nach dem Abschalten des Transistors fließt der Spulenstrom I
durch Cds. V(t) steigt bis zur Spannung Vg an; die Diode wird in Vorwärtsrichtung vom Strom
durchflossen.
Beim Einschaltvorgang fließt ein großer Strompeak durch den Transistor. Dieser wird durch den
Abreißstrom der Diode und von den Ausgangskapazitäten von Diode und FET hervorgerufen und
verursacht Schaltverluste.
Abbildung 15: Hart schaltender Buck-Wandler (a) mit Transistorspannung und -strom (b) [1, S. 766]
Durch die Verwendung von zero current switching kann dies verhindert werden. Zur Erklärung
wird der in diesem Kapitel verwendete QSW-Buck-Konverter herangezogen (siehe Abbildung 16).
Dieser Wandler entlädt die Ausgangskapazität des Transistors. Erst dann wird dieser eingeschaltet.
Wenn v(t) auf null zurückgeht, wird die Body-Diode des Transistors in Vorwärtsrichtung von Strom
durchflossen. Dadurch fällt keine Spannung am MOSFET ab und er kann ohne Verluste eingeschaltet werden.
Dieser Vorgang muss abgeschlossen sein, bevor der Strom ir(t) durch die Resonanzspule Lr(t) positiv wird.
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Durch dieses Vorgehen werden der MOSFET und seine langsame Body-Diode schaltentlastet. [1]
Abbildung 16: ZVS-Buck-Wandler (a) mit Transistorspannung und -strom (b) [1, S. 767]
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2.5 Simulation von Wandlern
In diesem Kapitel werden die Wellenformen unterschiedlichen Wandler behandelt. Dabei wird besonders auf die Störgrößen eingegangen, die maßgeblich für EMV-Probleme, zum Beispiel Störung
der Steuerung des Wandlers, aber auch von anderen benachbarten Geräten, verantwortlich sind.
Besonders hervorzuheben ist dabei der Strom, der in der kritischen Masche fließt. Bedingt durch
das schnelle rechteckförmige Umschalten des Transistors kommt es in dieser Leiterschleife zu einem großen
𝑑𝑖
𝑑𝑡
und damit zu einer großen induktiven Kopplung (über magnetische Felder). Die kri-
tische Masche kann ermittelt werden, indem man den Stromfluss bei offenem und geschlossenem
Schalter zeichnet. Diejenige Schleife, die nur von jeweils einem der beiden Ströme durchflossen
wird, ist kritisch. Diese Leiterschleife ist in Abbildung 17 für den PWM-Wandler rot eingezeichnet.
I(Filter)
I1
I2
V(Schalter)
V(DGleichrichter)
Abbildung 17: Darstellung der EMV-Störgrößen anhand eines PWM-Wandlers
Die Masche umfasst also die Spannungsquelle (bzw. die Eingangskondensatoren), den Schalter
sowie die Gleichrichterdiode. Ist also in diesem Kapitel von einer kritischen Masche die Rede, ist
die Masche, bestehend aus den drei genannten Bauteilen zuzüglich eventuell vorhandener Resonanzelemente in dieser Schleife, gemeint. Um die induktive Kopplung zu begrenzen, sollte man diese
Leiterschleife klein halten. [8]
Weitere wichtige Störgrößen sind die Spannung über dem Schalter und über der Gleichrichterdiode.
Durch sie wird ein großes
𝑑𝑢
𝑑𝑡
verursacht und damit eine große kapazitive Kopplung (über E-Felder)
bewirkt, was ebenfalls starke Störungen hervorruft.
27
B. Hiller
Da es sich bei der Spule L um eine große Induktivität handelt, sind ihre Streufelder (großes
𝑑𝑖
𝑑𝑡
)
ebenfalls nicht zu vernachlässigen und werden in diesem Kapitel ebenfalls näher untersucht.
Zuletzt werden dann Gegentaktstörungen, die vom Lastwiderstand ausgehen, können näher betrach𝑑𝑖
tet, da ein großes 𝑑𝑡 an dieser Stelle ebenfalls EMV-Störungen über die Anschlussleitung aussenden
kann. Abbildung 18 zeigt den Stromverlauf beim Gegentakt. [8]
Abbildung 18: Gleich- und Gegentaktstörung [8]
28
B. Hiller
2.5.1 Zero-Current-Quasi-Resonant-Switch (ZCS-QRS)
Grundlagen
Da es sich bei dem Resonanzelement um einen Schwingkreis, bestehend aus den Elementen Lr und
Cr, handelt, gilt die Thomsonsche Schwingungsgleichung. f0 steht dabei für die Resonanzfrequenz
der beiden Bauteile.
𝑓0 =
1
2𝜋√𝐿𝑟 𝐶𝑟
=
𝜔0
2𝜋
(1)[1]
Eine weitere wichtige Grundlage ist die Formel
𝑅0 = √
𝐿𝑟
𝐶𝑟
(2)[1]
Sie stellt die Impedanz des Schwingkreises bei Güte eins dar. Abbildung 20 zeigt die einzelnen Intervalle der Wellenformen der ZCS-Zelle (Abbildung 19). Es ist erkennbar, dass Q1 bei Nullstrom
schaltet, während die Gleichrichterdiode D2 bei Nullspannung schaltet.
Abbildung 19: Schaltbild der ZCS-Zelle [1 S. 770]
29
B. Hiller
Abbildung 20: Zeitintervalle der ZCS-Zelle [1 S. 771]
In Abbildung 20, Intervall 1, kann man erkennen, dass der Strom i1 (siehe Abbildung 19) folgenden
für eine Induktivität typischen zeitlichen Verlauf hat (nur die Induktivität Lr ist aktiv):
𝑑𝑖1 𝑉1
=
𝑑𝑡
𝐿𝑟
(3)
V1 ist die Eingangsspannung der Schaltung. Mit Hilfe von (1) und (2) sowie 𝛼 = 𝜔0 𝑡 kann das Intervall α hergeleitet werden (siehe [1, S. 771]):
𝛼=
𝐼2 𝑅0
𝑉1
(4)
I2 stellt dabei den Ausgangsstrom der Schaltung dar. Während des Intervalls β sind Lr und Cr verbunden. Dadurch ergeben sich folgende Differenzialgleichungen:
𝑑𝑖1 (𝜔0 𝑡)
= 𝑉1 − 𝑣2 (𝜔0 𝑡)
𝑑𝑡
𝑑𝑖1 (𝜔0 𝑡)
𝐶𝑟
= 𝑖1 (𝜔0 𝑡) − 𝐼2
𝑑𝑡
𝐿𝑟
(5)
(6)
Dabei lädt sich der Kondensator langsam bis zum Maximum von 2 x V1 auf. Der Strom über der
Induktivität fällt langsam ab. Sobald dieser unter I2 fällt entlädt sich der Kondensator wieder.
Dadurch entsteht die abgerundete Wellenform (siehe Abschnitt 2.2.4).
Durch das Lösen der beiden Differenzialgleichungen nach [1, S. 772] erhält man:
𝛽 = 𝜋 + sin−1
𝐼2 𝑅0
𝑉1
(7)
30
B. Hiller
Lr ist während des Intervalls δ komplett stromlos. Nur Cr ist während des Intervalls verbunden. Daher gilt:
𝐶𝑟 =
𝑑𝑣2 (𝜔0 𝑡)
= −𝐼2
𝑑𝑡
(8)
Nach [1, S. 773 f] folgt daraus:
𝑉1
𝐼2 𝑅0 2
√
𝛿=
(1 + 1 − (
) )
𝐼2 𝑅0
𝑉1
(9)
Es muss gelten, dass alle Intervalle zusammen kleiner als ω0Ts (Ts: Schaltperiode) sein müssen:
𝜔0 𝑇𝑠 = 𝛼 + 𝛽 + 𝛿 + 𝜉 =
2𝜋
𝐹
(10)
𝑓
wobei gilt: 𝐹 = 𝑓𝑠 . Dabei muss ζ größer als Null sein, damit die Wellenformen nahtlos ineinander
0
übergehen. Dabei handelt es sich bei fs um die Schaltfrequenz und bei f0 um die Resonanzfrequenz
des Wandlers.
Für die Fläche unter dem Strom gilt folgendes Integral:
𝑖1 (𝑡) =
1 𝑡+𝑇𝑠
∫ 𝑖1 (𝑡)𝑑𝑡
𝑇𝑠 𝑡
(11)
Daraus lässt sich nach [1, S. 775 f.] folgender Zusammenhang herleiten:
𝜇=𝐹
1 1
1
[ 𝐽𝑠 + 𝜋 + sin−1 𝐽𝑠 + (1 + √1 − 𝐽𝑠2 )]
2𝜋 2
𝐽𝑠
(12)
Dabei gilt:
𝐽𝑠 =
𝐼2 𝑅0
𝑉1
(13)
[1]
31
B. Hiller
Die Kurve in Abbildung 21 zeigt den Zusammenhang des Verhältnisses von Ein- und Ausgangsspannung µ zum normierten Ausgangsstrom Js.
Abbildung 21: Charakteristik der ZCS-Zelle (Js über µ) [1, S. 777]
Die Formeln (1) und (2) können umgeformt werden zu:
𝐶𝑟 =
1
(14)
2𝜋𝑓0 𝑅0
𝐿𝑟 = 𝐶𝑟 𝑅02
(15)
Die Bestimmung der Intervalle sowie von Cr und Lr werden über das Matlab-Script „ZCSWandler“
durchgeführt. Dazu muss ein F vorgeschlagen werden. Der Arbeitspunkt sollte durch die Wahl der
normierten Frequenz F so gewählt werden, dass Js und somit der Ausgangsstrom I2 einen möglichst
großen Bereich abdecken können. Die Nähe zur ZCS- und zur F-Grenze sollte nach Möglichkeit
vermieden werden. In diesem Fall wird µ = 0.25 und F=0.2 gewählt.
Dimensionierung
Nach dem Durchführen des Matlab-Scripts werden die vorläufigen Werte in eine Simulation eingegeben. Dazu wird LT-Spice verwendet (siehe Abbildung 22). Es ist zu beachten, dass die Bauteile
nun anders bezeichnet werden. Der Ausgang wird zunächst als Stromquelle dargestellt (SteadyState-Analyse). Da die Ausgangsspannung 3 V betragen soll, wird das Verhältnis von Ausgangszur Eingangsspannung µ auf 0,25 festgelegt. Als Schaltfrequenz wird 500 kHz gewählt. Der Ausgangsstrom beträgt 1 A.
32
B. Hiller
Abbildung 22: Simulationsmodell des ZCS-Schalters
33
B. Hiller
In Abbildung 23 ist das Simulationsergebnis der Berechnung dargestellt. Es ist ersichtlich, dass der
Schalter ca. 130 ns zu spät schaltet. Aus diesem Grund muss die Einschaltzeit des Transistors reduziert werden. Somit wird sichergestellt, dass der Schalter bei Nullstrom schaltet. Die Bezeichnungen der Wellenformen entsprechen den Bauteilen in Abbildung 22.
Abbildung 23: Strom und Spannung beim ZCW im Arbeitspunkt
Abbildung 24 zeigt die Wellenformen nach der Verringerung der Einschaltzeit des Schalters um
130 ns. Es ist ersichtlich, dass der Schalter nun deaktiviert wird, wenn er nicht vom Strom durchflossen wird. Ein zu frühes Abschalten würde den Strom durch L1 abreißen lassen. Die Flanken sind
nun abgeflacht, was die Störaussendung weiter verringert.
Abbildung 24: Strom und Spannung beim ZCS nach der Feineinstellung
34
B. Hiller
Anschließend muss das Ausgangsfilter dimensioniert werden. Dazu wird die Formel
𝐿=
𝑉1 − 𝑉𝐿
µ
2Δ𝐼𝑓𝑠
(16)[1]
verwendet (Bezeichnung siehe Abbildung 25). Für den Anstieg des Stroms durch die Spule gilt
𝑑𝑖𝐿 (𝑡)
𝑑𝑡
=
𝑣𝐿 (𝑡)
𝐿
=
𝑉1 −𝑉𝐿
𝐿
. Dies findet in der Zeit DTs statt. Nun ersetzt das µ den Duty-Cycle D, der bei
PWM-Wandlern verwendet wird. Der Faktor 2 wird verwendet, um den gesamten Strombereich zu
erfassen. Der Stromripple Δ𝐼 beschreibt die Differenz von Maximalstrom und mittlerem Strom über
der Spule L2. Er sollte ca. 5% des Ausgangsstroms I2 betragen.
Die zweite Formel wird für die Berechnung des Ausgangskondensators verwendet:
𝐶=
Δ𝐼
8Δ𝑉𝑓𝑠
(17)[1]
Hierbei handelt es sich um die gleiche Formel, die auch bei PWM-Wandlern eingesetzt wird. Der
Spannungsripple Δ𝑉 sollte möglichst klein gehalten werden. In diesem Fall beträgt er 5 % der Ausgangsspannung des Wandlers.
Durch das Hinzufügen des LC-Tiefpassfilters und eines bezüglich des Ausgangstroms IL passenden
Lastwiderstands kann nun die Ausgangsspannung VL des Wandlers betrachtet werden. Wird festgestellt, dass VL zu niedrig ist, muss fs weiter erhöht werden. Somit wird der Durchsatz des Reso𝑓𝑠
nanzglieds vergrößert, da 𝐹 = 𝑓0 und Gleichung (12) gilt. Im Beispiel muss die Schaltfrequenz auf
666 kHz erhöht werden, um die gewünschte Ausgangsspannung von 3 V zu erhalten.
Der vollständig dimensionierte ZCS-Wandler wird in Abbildung 25 dargestellt. Die Wellenformen
sind in Abbildung 26 und Abbildung 27 ersichtlich.
35
B. Hiller
I(Filter)
I2
I1
I(Lres)
V(DGleichrichter)
V(Schalter)
Abbildung 25: Simulationsmodell des vollständig dimensionierten ZCS-Wandlers
Abbildung 26: Strom und Spannung des vollständig dimensionierten ZCS-Wandlers
Abbildung 27: Störgrößen beim ZCS-QRS
36
B. Hiller
Strombereich
Um die Leistungsfähigkeit des Resonanzwandlers besser beurteilen zu können, wird dieser mit unterschiedlichen Strömen betrieben. Zunächst wird nur die Switching-Zelle betrachtet. Das ZeroCurrent-Switching findet in einem Bereich von 200 mA bis 1,6 A Ausgangsstrom statt. Der Bereich
um den erwünschten Strom von 1 A soll möglichst symmetrisch ausfallen. Deshalb wird der Zeitpunkt des Abschaltens mittig in jenem Intervall gewählt, in dem ZCS möglich ist (in diesem Fall
liegt er bei 321 ns). Ein zu großer Strom führt zu einem zu frühen Abschalten. Ein zu kleiner Strom
führt dazu, dass VCr vor Ende der Periode nicht auf Nullspannung zurückfällt. Es kommt zu einer
Überlappung der Intervalle.
Die Analyse wird um das Ausgangsfilter erweitert. Dazu muss das Ausgangsfilter und der Lastwiderstand neu dimensioniert sowie die Spannung über die Frequenz neu eingestellt werden. Der
Lastwiderstand wird dabei auf 15 Ω festgelegt, um einen Ausgangsstrom von 200 mA zu erhalten.
L2 und C2 müssen aufgrund des großen Strom- und Spannungsripples auf 150 µH und 150 nF erhöht werden. Die Schaltfrequenz fs beträgt dabei 222 kHz. Bei 200 mA (Abbildung 28) ist ersichtlich, dass zum korrekten Zeitpunkt geschaltet wird.
Abbildung 28: Unterer Strom-Grenzbereich der ZCS-Zelle mit Ausgangsfilter
Bei der oberen Grenze von 1,6 A ist es erforderlich, aufgrund der zu kleinen Ausgangsspannung am
Lastwiderstand die Schaltfrequenz auf 769 kHz zu erhöhen. Der Widerstand selbst beträgt 1,9 Ω.
Die anderen Angaben entsprechen der Schaltung in Abbildung 25.
37
B. Hiller
Abbildung 29 zeigt die wichtigsten Ströme und Spannungen des Abwärtswandlers. Es ist ersichtlich, dass der Schalter bei Nullstrom deaktiviert wird.
Abbildung 29: Oberer Strom-Grenzbereich bei der ZCS-Zelle
Es kann also der gesamte Strombereich der Switching-Zelle verwendet werden. Das Zero-CurrentSwitching funktioniert auch bei kleinen Frequenzen. Lediglich der Ausgangsspannungsrippel wird
etwas erhöht.
Hinweis: Durch die Wahl eines kleineren F z. B. F = 0.1 kann der Strombereich zu kleineren Strömen hin erweitert werden (Js = 0.2 statt Js = 0.5). Durch ein kleineres Js wird R0 kleiner (siehe Gleichung (13)). Js ist der normierte Ausgangsstrom I2.
38
B. Hiller
Amplitudenspektren der Wellenformen
Um die Auswirkung der Resonanzwandler auf die EMV besser beurteilen zu können, werden zusätzlich die Spektren der wichtigsten Wellenformen betrachtet. Abbildung 30 zeigt die Schaltung
eines gewöhnlichen PWM-Wandlers, der als Vergleich herangezogen wird.
In Abbildung 31 ist zu erkennen, dass die Spektren der Ströme und Spannungen aufgrund ihrer
rechteckigen Wellenform mit ca. 20 dB pro Dekade abfallen. Die Bezeichnungen der Messgrößen
entsprechen den Bauteilbezeichnungen in Abbildung 30.
I(Filter)
I1
I2
V(Schalter)
V(DGleichrichter)
Abbildung 30: Schaltung eines PWM-Abwärtswandlers
Abbildung 31: Spektrum der wichtigsten Messgrößen bei einem PWM-Wandler
39
B. Hiller
Die Simulationsergebnisse der Schalterspannung des ZCS-Wandlers fallen aufgrund ihres trapezähnlichen Verlaufs nur geringfügig niedriger aus (siehe Abbildung 32). Bei den Peaks handelt es
sich um Vielfache der Schaltfrequenz. Abbildung 32 zeigt zum Vergleich das PWM-Spektrum. Hohe Peaks bei der Schalterspannung führen zu einem großen
𝑑𝑢
𝑑𝑡
und damit zu großer kapazitiver Nah-
feldkopplung.
V(Schalter) ZCS-QRS
V(Schalter) PWM
Abbildung 32: Spektrum der Schalterspannung beim ZCS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler
Aufgrund des sinusförmigen Spannungsverlaufs über der Diode (V[v_cr] in Abbildung 26) nimmt
die Spannung beim ZCS-QRS gegenüber dem PWM-Wandler deutlich schneller ab (40 dB pro Dekade, siehe Abbildung 33). Das führt zu geringerem
𝑑𝑢
𝑑𝑡
und damit zu einer geringeren kapazitiven
Kopplung.
V(DGleichrichter) ZCS-QRS
V(DGleichrichter) PWM
Abbildung 33: Spektrum der Diodenspannung beim ZCS-QRS im Vergleich zum PWM-Wandler
40
Hohe Strompeaks an den Induktivitäten führen zu einem großen
𝑑𝑖
𝑑𝑡
B. Hiller
und damit zu induktiver Kopp-
lung. Bei Frequenzen ab 5 MHz (siehe Abbildung 34) ist also beim Eingangsstrom I1 und damit in
der kritischen Masche (siehe [8]) mit geringeren Störungen zu rechnen. Der Abfall von -40 dB pro
Dekade ist auf den sinusförmigen Verlauf des Eingangsstroms zurückzuführen (siehe Abbildung
26).
In Abbildung 27 ist erkennbar, dass der Strom durch die Diode ein geringes
𝑑𝑖
𝑑𝑡
aufweist und somit
vernachlässigbar ist. Der Strom über die Resonanzspule ist also der einzige Strom, der in der kritischen Masche auftritt und somit starke Störungen hervorruft.
I(Lres Eingangsstrom I1) ZCS-QRS
I(Eingangsstrom I1) PWM
Abbildung 34: Spektrum des Eingangsstroms I1 beim ZCS-QRS im Vergleich zum PWM-Wandler
Aufgrund der großen Spule und dem damit verbundenen großen Streufeld treten an der Filterspule
größere EMV-Störungen auf. Somit ist es wichtig, diese ebenfalls zu berücksichtigen. Bei dieser
Induktivität ist ebenfalls eine Verkleinerung des Pegels ab 3 MHz zu verzeichnen (siehe Abbildung
35), was zu einer Verringerung der induktiven Kopplung führt.
41
B. Hiller
I(Lfilter) ZCS-QRS
I(Lfilter) PWM
Abbildung 35: Spektrum des Stroms der Ausgangsfilterspule des ZCS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler
Da der ZCS-QRS keinen Einfluss auf den Strom der Gleichrichterdiode hat, ist hier die Wirkung
unverändert. Erst ab 30 MHz wird der Pegel kleiner als beim PWM-Wandler, was auf den parallel
geschalteten Kondensator zurückzuführen ist. Dieser wird niederohmig.
Am Lastwiderstand treten Gegentakt-Störungen auf. Das hier auftretende
𝑑𝑖
𝑑𝑡
stellt somit ebenfalls
eine wichtige Störgröße dar. Der Verlauf des Spektrums ist allerdings relativ ähnlich (gleicher Ausgangsstrom).
42
B. Hiller
I(Last I2) ZCS-QRS
I(Last I2) PWM
Abbildung 36: Spektrum des Laststroms des ZCS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler
Es bleibt also festzuhalten, dass der ZCS-Wandler seine Wirkung erst bei Frequenzen über der
Schaltfrequenz entfaltet und der Ausräumstrom der Diode nicht verringert werden kann.
43
B. Hiller
2.5.2 Zero-Voltage-Quasi-Resonanz-Switch (ZVS-QRS)
Grundlagen
Wie beim ZCS-QRS gelten auch hier die Gleichungen (1) und (2). Abbildung 37 zeigt eine Darstellung der Intervalle der wichtigsten Ströme und Spannungen.
Abbildung 37: Zeitintervalle des ZVS-QRS [1, S. 784]
In Abbildung 40 ist erkennbar, dass der Schalter (VCr) bei Nullspannung schaltet. In Abbildung 39
sieht man nach dem Entfernen des Ausgangsfilters (niederfrequente Elemente), dass der Kondensator Cd in Reihe zur Spule Lr geschaltet ist und somit vom Strom ILr durchflossen wird. Dadurch
schaltet die Gleichrichterdiode D2 bei Nullstrom (siehe Abbildung 40).
Aus [6, S. 248 ff.] lassen sich die Intervalle ähnlich wie in Kapitel 2.5.1 herleiten:
𝛼=
𝑉1
𝐼2 𝑅0
𝛽 = 𝜋 + sin−1
𝛿=
(18)
𝑉1
𝐼2 𝑅0
𝐼2 𝑅0
𝑉1 2
(1 + √1 − (
) )
𝑉1
𝐼2 𝑅0
(19)
(20)
Außerdem gelten die Gleichungen (10) und (13). Der Vergleich des Stroms in Abbildung 37 mit
Abbildung 20 zeigt, dass die Fläche unter seinem Verlauf genau der Fläche unter der I1-Markierung
abzüglich der Fläche unterhalb des Stroms in Abbildung 20 entspricht. Daraus folgt für µ:
𝜇 =1−𝐹
1 1
1
1
[
+ 𝜋 + sin−1 ( ) + 𝐽𝑠 (1 + √1 − 2 )]
2𝜋 2𝐽𝑠
𝐽𝑠
𝐽𝑠
(21)[1]
44
B. Hiller
Abbildung 38 zeigt den Graphen µ für unterschiedliche F.
F = 0,1
F = 0,15
F = 0,2
F = 0,3
F = 0,4
Abbildung 38: Charakteristik des ZVS-QRS
Für die Berechnung von R0 wird Formel (13) verwendet. Für Cr und Lr werden erneut die Gleichungen (14) und (15) genutzt.
Somit sind alle notwendigen Gleichungen bekannt. Das Matlab-Skript „ZVSWandler“ berechnet
aus F und µ das benötigte Resonanznetzwerk. Da ein möglichst großer Strombereich eingesetzt
werden soll, wird Js zwischen den Grenzen 1 und 12 mit 6,2 gewählt. F ist dabei 0.3. Alle anderen
Größen sind identisch mit dem ZCS-QRS.
45
B. Hiller
Simulation
Nach dem Ausführen des Scripts „ZVSWandler“ werden die ermittelten Werte in die Simulation
eingegeben. Wie beim ZCS-QRS wird zunächst eine Steady-State-Analyse durchgeführt. Dabei
wird die Einschaltzeit des Schalters auf 1,39 µs festgelegt, um einen symmetrischen Strombereich
zu erhalten. Anschließend wird das Ausgangsfilter hinzugefügt. Dabei werden die Gleichungen (16)
und (17) verwendet. Aufgrund von Gleichung (21) muss nun die Schaltfrequenz fs auf 483 kHz verringert werden, um die Ausgangsspannung zu erhöhen. Die verwendete Schaltung ist in Abbildung
39 dargestellt. In Abbildung 40 ist erkennbar, dass der Schalter S1 und die Diode D1 bei Nullspannung schalten, während D2 bei Nullstrom schaltet. Das Diodenmodell von D2 erzeugt mit Lr ein
Ringing, das am Strom I(L_r) sichtbar wird.
I(Filter)
I1
I2
I(Lres)
V(DGleichrichter)
V(Schalter)
Abbildung 39: Simulationsmodell des ZVS-QRS
Abbildung 40: Strom und Spannung beim ZVS-QRS
46
B. Hiller
Strombereich
Die Simulation der Switching-Zelle ergibt einen Bereich von 500 mA bis zu 1,4 A. Das Einsatzgebiet des Wandlers mit LC-Ausgangsfilter ist allerdings eingeschränkt, da nach Hinzufügen des Filters die Ausgangsspannung über die Frequenz auf 3 V eingestellt werden muss. Dies ist auf die
Veränderung des Ausgangsstroms (Ausgangswiderstands) zurückzuführen. Hier ergibt sich für die
Schaltung ein Intervall von 770 mA (fs = 517 kHz) bis 1,3 A (fs = 400 kHz). Die Bestimmung der
Grenzen erfolgt wie beim ZCS-QRS.
Hinweis: Die Erweiterung des Strombereichs funktioniert analog zum ZCS-QRS (Verkleinerung
von Js). F muss also größer gewählt werden (siehe Abbildung 38).
Amplitudenspektren der Wellenformen
Das Spektrum der Schalterspannung des ZVS-QRS-Switch weist aufgrund der relativ großen
Amplitude der Spannung am Schalter ein größeres
𝑑𝑢
𝑑𝑡
und damit eine größere kapazitative Störung
als bei dem PWM-Wandler auf (siehe Abbildung 41). Ab 10 MHz wird die Wirkung jedoch durch
die sinusförmige Wellenform wieder ausgeglichen.
V(Schalter) ZVS-QRS
V(Schalter) PWM
Abbildung 41:Spektrum der Schalterspannung beim ZVS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler
In Abbildung 40 ist erkennbar, dass die Gleichrichterdiode einen Schwingkreis mit der Resonanzspule bildet und es somit zu einer Erhöhung der kapazitiven Kopplung bei 9 MHz kommt (siehe
Abbildung 42). Es ist aber zu beachten, dass auch beim realen PWM-Wandler durch die Leitungs47
B. Hiller
länge auf der Platine Ringing auftritt. Ab 20 MHz führt die trapezähnliche Wellenform (siehe Abbildung 40) zu einer stärkeren Dämpfung als beim PWM-Wandler.
V(DGleichrichter) ZVS-QRS
V(DGleichrichter) PWM
Abbildung 42: Spektrum der Gleichrichterdiodenspannung des ZVS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler
In Abbildung 43 ist zu sehen, dass die Resonanzspule eine Glättung des Stroms herbeiführt, sodass
das
𝑑𝑖
𝑑𝑡
nach dem Schalter deutlich reduziert ist. Es handelt sich dabei um den Strom der kritischen
Masche. Somit findet eine deutliche Entstörung statt.
I(Lres ) ZVS-QRS
I(Eingangsstrom I1) PWM
Abbildung 43: Spektrum des Stroms der kritischen Masche des ZVS-QRS im Vergleich mit dem des PWM-Wandlers
48
B. Hiller
Am Ausgangsfilter ist ebenso wie beim ZCS-QRS mit einer Verringerung des Strompegels ab 20
MHz zu rechnen, also mit einer Verringerung der induktiven Kopplung (siehe Abbildung 44). Die
Freilaufdiode schaltet nicht bei Nullspannung. Darum bildet sie einen Schwingkreis mit der Resonanzspule, der zu einem Peak bei 9 MHz führt. Dieses Ringing tritt aufgrund von Leitungslängen
allerdings auch beim realen PWM-Wandler auf.
I(Lfilter) ZVS-QRS
I(Lfilter) PWM
Abbildung 44: Spektrum der Ausgangsfilterspule des ZVS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler
Bei der Gegentakt-Störung ist niedriges
𝑑𝑖
𝑑𝑡
am Lastwiderstand zu erkennen (siehe Abbildung 45)
und damit ein etwas geringeres Störpotential zu erwarten.
49
B. Hiller
I(Last I2) ZVS-QRS
I(Last I2) PWM
Abbildung 45: Spektrum des Stroms am Lastwiderstand des ZVS-QRS im Vergleich zum PWM--Wandler
Insgesamt gesehen ist also erst bei höheren Frequenzen eine Verkleinerung der Störgrößen zu erwarten.
50
B. Hiller
2.5.3 Zero-Voltage-Switching-Multi-Resonant-Switch (ZVS-MRS)
Bei den bisher besprochenen Wandlertypen wird entweder der Schalter oder die Gleichrichterdiode
bei Nullspannung geschaltet. Der nun vorgestellte Multiresonanzwandler schaltet beide Bauelemente bei Nullspannung (Abbildung 49). Dazu wird sowohl ein Kondensator parallel zum Schalter als
auch einer parallel zur Diode geschaltet (siehe Abbildung 48). Dadurch werden diese schaltentlastet
und das Ringing durch die Diode vermieden.
Die folgende Herleitung ist aus [7] übernommen. Im Rahmen der vorliegenden Arbeit wird nicht
auf jedes Detail der Herleitung eingegangen. Deshalb werden, um die Nachvollziehbarkeit und
Vergleichbarkeit mit [7] zu erhöhen, die Bezeichnungen von Strömen und Spannungen von [7] für
den folgenden Abschnitt verwendet. Die folgende Tabelle soll die Zusammenhänge aufzeigen.
Vorliegende Arbeit
[7]
Cd
Cr1
Cs
Cr
V(Schalter)
vt
V(DGleichrichter)
vd
J
δ
ILr, I(Lres)
iLr, ir
Intervall = ω0 t
θ = ωr t
Ts
Tp
F
f
µ
m
I(Schalter)
it
I(DGleichrichter)
id
U(Schaltersteuerung)
pt
Tabelle 1:Bezeichnungsübersicht
Zunächst wird das Verhältnis der beiden Resonanzkondensatoren zu
𝑥≡
𝐶𝑟1
𝐶𝑟
(22)
definiert.
51
B. Hiller
Nach [7, S. 119 - 120] befindet sich Lr in einer Schleife mit vt und vd (siehe Tabelle 1 und Abbildung 48) und einem noch verbliebenen Gleichspannungsanteil Voff (𝑣𝑜𝑓𝑓 = ∑ 𝑣𝑖 wird normiert auf
1):
𝑣𝑡 + 𝑣𝑑 +
𝑑𝑖𝐿𝑟
=1
𝑑𝜃
(23)
Weitere Maschen beinhalten Cr und Cr1:
𝑣𝑡 = 𝑣𝐶𝑟 + 𝑉0 𝑢𝑛𝑑 𝑣𝑑 = 𝑉𝐶𝑟1 + 𝑉1
(24) 𝑢𝑛𝑑 (25)
V0 und V1 stellen die Restladung der Kondensatoren dar.
Nach [7, cut-set of Proposition 3.7] ergibt sich (Knotenregel):
𝑖𝑡 +
𝑑𝑣𝑡
𝑑𝑣𝑑
+ 𝑖𝑑 − 𝑥
=𝛿
𝑑𝜃
𝑑𝜃
(26)
Ein weiterer Knoten besteht aus dem Transistor, dem parallel geschalteten Kondensator sowie der
Resonanzspule:
𝑖𝑡 +
𝑑𝑣𝑡
= 𝑖𝐿𝑟 + 𝐼
𝑑𝜃
(27)
I stellt dabei einen geringfügigen DC-Strom dar.
Um die Gleichungen weiter zu vereinfachen, kann man schreiben:
𝑖𝑟 ≡ 𝑖𝑡 +
𝑑𝑣𝑡
≈ 𝑖𝐿𝑟
𝑑𝜃
(28)
Damit ergibt sich für Gleichung (23) und (26):
𝑑𝑖𝑟
=1
𝑑𝜃
𝑑𝑣𝑑
𝑖𝑟 + 𝑖𝑑 − 𝑥
=𝛿
𝑑𝜃
𝑣𝑡 + 𝑣𝑑 +
(29)
(30)
In Abbildung 46 werden die Intervalle des ZVS-MRS dargestellt.
52
B. Hiller
Abbildung 46: Intervalle des ZVS-MRS [7]
53
B. Hiller
Anhand der gegebenen Wellenformen und der Gleichungen können nun die Intervalle aufgestellt
werden:
θ1: vt = 0, vd = 0
Gleichung:
𝑑𝑖𝑟
= 1,
𝑑𝜃
𝑖𝑟 (0) = 𝐼𝑛𝑛
(31)
Lösung:
𝑖𝑟 = 𝐼𝑛𝑛 + θ
(32)
Gleichung (31) entsteht dabei aus (29).
Während dieses Intervalls wird der MOSFET eingeschaltet und der Strom durch die Spule nimmt
linear zu.
θ2: vt = 0, id = 0
Gleichungen:
𝑑𝑖𝑟
= 1 − 𝑣𝑑 ,
𝑖𝑟 (0) = 𝐼𝑛𝑓
𝑑𝜃
𝑑𝑣𝑑
𝛿 𝑖𝑟
=− + ,
𝑣𝑑 (0) = 𝑉′𝑛𝑓
𝑑𝜃
𝑥 𝑥
(33)
(34)
Lösung:
𝑖𝑟 = 𝛿 + (𝐼𝑛𝑓 − 𝛿) 𝑐𝑜𝑠
𝜃
√𝑥
′
𝑣𝑑 = 1 + (𝑉𝑛𝑓
− 1) 𝑐𝑜𝑠
𝜃
√𝑥
′
+ √𝑥(1 − 𝑉𝑛𝑓
) 𝑠𝑖𝑛
+
1
√𝑥
𝜃
√𝑥
(𝐼𝑛𝑓 − 𝛿) 𝑠𝑖𝑛
𝜃
√𝑥
(35)
(36)
Gleichung (33) entsteht aus (29) und Gleichung (34) aus (30).
Der Resonanzspulenstrom erhöht sich weiter und nähert sich seinem Spitzenwert, weil der Ausgangsstrom auch über diese Spule fließt. Allmählich fällt Spannung über der Gleichrichterdiode ab,
da sich der Kondensator parallel zur Diode auflädt.
54
B. Hiller
θ3: it = 0, id = 0
Gleichungen:
𝑑𝑖𝑟
= 1 − 𝑣𝑡 − 𝑣𝑑 ,
𝑑𝜃
𝑑𝑣𝑡
= 𝑖𝑟 ,
𝑑𝜃
𝑖𝑟 (0) = 𝐼𝑓𝑓
𝑣𝑡 (0) = 𝑉𝑓𝑓
𝑑𝑣𝑑
𝛿 𝑖𝑟
=− + ,
𝑑𝜃
𝑥 𝑥
(37)
(38)
𝑣𝑑 (0) = 𝑉′𝑓𝑓
(39)
Lösung:
𝑣𝑡 =
𝑥
1
𝛿
𝑥
1+𝑥
′
′
(1 + 𝑉𝑓𝑓 − 𝑉𝑓𝑓
)+
𝜃+
(𝑉𝑓𝑓 + 𝑉𝑓𝑓
− 1) 𝑐𝑜𝑠√
𝜃
1+𝑥
𝑥
1+𝑥
1+𝑥
𝑥
𝑥
𝛿
1+𝑥
(𝐼𝑓𝑓 −
) 𝑠𝑖𝑛√
𝜃
1+𝑥
1+𝑥
𝑥
+√
𝑣𝑑 =
1
𝛿
1
1+𝑥
′
′
(1 − 𝑉𝑓𝑓 + 𝑥𝑉𝑓𝑓
)−
𝜃+
(𝑉𝑓𝑓 + 𝑉𝑓𝑓
− 1) 𝑐𝑜𝑠√
𝜃
1+𝑥
1+𝑥
1+𝑥
𝑥
+
𝑖𝑟 =
(40)
1
√𝑥(1 + 𝑥)
(𝐼𝑓𝑓 −
𝛿
1+𝑥
) 𝑠𝑖𝑛√
𝜃
1+𝑥
𝑥
(41)
𝛿
𝛿
1+𝑥
𝑥
1+𝑥
′
+ (𝐼𝑓𝑓 −
) 𝑐𝑜𝑠√
𝜃+√
(1 − 𝑉𝑓𝑓 − −𝑉𝑓𝑓
) 𝑠𝑖𝑛√
𝜃
1+𝑥
1+𝑥
𝑥
1+𝑥
𝑥
(42)
Gleichung (37) entsteht aus (29), Gleichung (38) aus (28) und Gleichung (39) aus (30).
In diesem Intervall werden sowohl der Kondensator parallel zum Transistor als auch der parallel zur
Gleichrichterdiode aufgeladen (Schalter wird geschlossen). Gleichzeitig nimmt der Strom durch die
Resonanzspule ab. Dadurch entlädt sich der Kondensator parallel zur Gleichrichterdiode über den
Lastwiderstand genauso wie die Kapazität parallel zum Transistor. Somit wird der Spulenstrom
negativ.
55
B. Hiller
θ4: it = 0, vd = 0
Gleichungen:
𝑑𝑖𝑟
= 1 − 𝑣𝑡 ,
𝑑𝜃
𝑑𝑣𝑡
= 𝑖𝑟 ,
𝑑𝜃
𝐼𝑟 (0) = 𝐼𝑓𝑛
(43)
𝑣𝑡 (0) = 𝑉𝑓𝑛
(44)
Lösung:
𝑖𝑟 = 𝐼𝑓𝑛 𝑐𝑜𝑠 𝜃 + (1 − 𝑉𝑓𝑛 ) 𝑠𝑖𝑛 𝜃
(45)
𝑣𝑡 = 1 + (𝑉𝑓𝑛 − 1) 𝑐𝑜𝑠 𝜃 + 𝐼𝑓𝑛 𝑠𝑖𝑛 𝜃
(46)
Gleichung (43) entsteht aus (29) und Gleichung (44) aus (28).
Der Kondensator parallel zum Transistor entlädt sich komplett. Dadurch nimmt der negative Spulenstrom langsam ab.
[7]
DC-Analyse
Die DC-Analyse wird dadurch verkompliziert, dass die Übergänge zwischen den Intervallen beim
Schalten nicht einzigartig sind. Am Ende des Intervalls θ1 sind die Anfangsbedingungen für θ2 bekannt: Inf = δ und V’nf = 0. Da der Übergang von θ2 nach θ3 über den Schalter eingeleitet wird, kann
θ2 als bekannt vorausgesetzt werden. Bei gegebenen θ2 gelten für θ3 folgende Startbedingungen: Iff
= ir(θ2) = ir2 und V’ff = vd(θ2) = vd2 sowie Vff = vt(θ2) = 0. Nun kann die Gleichung vd(θ3) = 0 (siehe
Abbildung 46) numerisch gelöst werden. Sobald eine Lösung gefunden wurde, sind die Anfangsbedingungen für θ4 bekannt.
Am Ende des Intervalls θ4 wird der Kondensator parallel zum Transistor komplett entladen, daher
gilt: vt(θ4) = 0 mit den Anfangsbedingungen Ifn = ir(θ3) = ir3 und Vfn = vt(θ3) = vt3. Damit ergibt sich:
𝜃4 = 𝑎𝑟𝑐𝑡𝑎𝑛
1
2
√𝑖𝑟3
+ (1 − 𝑣𝑡3 )2 − 1
+ 𝑎𝑟𝑐𝑡𝑎𝑛
2
𝑖𝑟4 = −√𝑖𝑟3
+ (1 − 𝑣𝑡3 )2 − 1
1 − 𝑣𝑡3
𝜋
+{
0
𝑖𝑟3
𝑖𝑟3 > 0
𝑖𝑟3 < 0
(47)
(48)
56
B. Hiller
Durch die Anfangsbedingung Inn = ir4 ergibt sich für θ1:
𝜃1 = 𝛿 − 𝑖𝑟4
(49)
Unter der Annahme, dass θ2 ein gegebener Parameter ist, sind nun alle anderen Lösungen und Anfangsbedingungen klar. Das Ausgangs- zu Eingangsspannungsverhältnis m kann berechnet werden,
indem man den Diodenstrom id über eine Schaltperiode integriert:
1 𝜃12
𝑚=1−
2𝛿 𝜃𝑝
Dabei gilt:
1
2𝜋
𝑠
𝑓
𝜃𝑝 = 𝜔𝑟 𝑇𝑝 = 𝑓 2𝜋𝑓𝑟 =
(50)
Hinweis: Zur Berechnung von θ4 können folgende Gleichungen verwendet werden (siehe [7]).
𝑓(𝛿 = 0) =
𝜃3 = 2√
2𝜋
2 𝜃2 + 𝜃3
1+𝑥
𝜃2
[𝜋 − arctan (√1 + 𝑥 𝑡𝑎𝑛 )]
𝑥
√𝑥
(51)
(52)
[7]
Ab diesem Abschnitt werden wieder die alten Bezeichnungen verwendet.
In Abbildung 47 ist die Charakteristik des ZVS-MRS dargestellt.
Abbildung 47: Charakteristik des ZVS-MRS [1, S. 786]
57
B. Hiller
Zur Berechnung von R0 wird erneut Geleichung (13) verwendet:
𝑅0 =
𝐽𝑉1
𝐼2
Der parallel geschaltete Kondensator Cd sowie die Resonanzspule Lr wird wie bei beim ZCS-QRS
berechnet:
𝐶𝑑 =
1
2𝜋𝑓0 𝑅0
𝐿𝑟 = 𝐶𝑑 𝑅02
(53)
(54)
Das Verhältnis von Cd und Cs soll größer als 1 sein, da sonst der Kondensator Cs zu einem zu langsamen Lade- und Entladevorgang am Schalter führt und kein Schalten bei Nullspannung stattfindet.
In diesem Beispiel wird das Verhältnis folgendermaßen festgelegt:
𝐶𝑑
=3
𝐶𝑠
(55)
Die Berechnung des Ausgangsfilters erfolgt wiederrum mit (16) und (17). Alle Rechnungen können
mit dem Matlab-Script „ZVSMulti“ durchgeführt werden.
58
B. Hiller
Simulation
Der vorgestellte Wandler hat wiederum eine Eingangsspannung U1 von 12 V, eine Ausgangsspannung U2 von 3 V (µ = 0.25) und wird für einen Ausgangsstrom I2 von 1 A ausgelegt. Um einen
möglichst großen Strombereich zu erhalten, wird F = 1 (fs = 500 kHz) gewählt und ein J von 1 (siehe Abbildung 47). Aus diesen Werten können mit Hilfe des Matlab-Skripts „ZVSMulti“ die notwendigen Bauelemente berechnet werden (siehe Abbildung 48). Die Einschaltzeit wird auf 900 ns
eingestellt, um einen möglichst symmetrischen Strombereich zu erhalten. Die Schaltfrequenz fs beträgt 571 kHz für VL = 3 V.
I(LFilter)
I(Lres)
I1
I2
V(DGleichrichter)
V(Schalter)
Abbildung 48: Simulationsmodell des ZVS-MRS
Abbildung 49: Ströme und Spannungen des ZVS-MRS
59
B. Hiller
In Abbildung 49 werden sind die wichtigsten Wellenformen dargestellt. Abbildung 50 zeigt den
Strom durch die kritische Masche
Abbildung 50: Strom durch die kritische Masche beim ZVS-MRS
60
B. Hiller
Strombereich
Bei der Simulation der Switching-Zelle (Steady-State) ergibt sich ein Strombereich von 300 mA bis
1,6 A. Durch das Ausgangsfilter und die notwendige Einstellung der Ausgangsspannung über die
Frequenz reduziert sich der Bereich auf 800 mA (fs = 625 kHz) – 1,4 A (fs = 500 kHz) Die Bestimmung der Grenzen erfolgt wie beim ZCS-QRS.
Eine Vergrößerung des Strombereichs für kleinere Ströme bei gleichem
𝐶𝑑
𝐶𝑠
= 3 ist nicht möglich, da
sich zur linken Seite die Grenze (gestrichelte Linie, siehe Abbildung 47) befindet. Auch bei der
Wahl von J = 1 und F = 0.8 ist keine Vergrößerung des Strombereiches für größere Ströme bei einer
Ausgangsspannung von 3 V möglich, da kein Zero-Voltage-Switching erreicht werden kann. Es
kommt zu zu frühem oder zu spätem Schalten.
Eine Vergrößerung des Strombereiches hin zu
kleineren Lastströmen ist nur möglich, wenn das
Verhältnis
𝐶𝑑
𝐶𝑠
erhöht wird. Abbildung 53 zeigt die
Charakteristiken für unterschiedliche Werte von
𝐶𝑑
𝐶𝑠
. Wie bei den bisherigen Wandlern gilt Glei-
chung (13).
M steht dabei für µ, fN für F und IN für J. Mit zunehmendem Ausgangsstrombereich erhöht sich
allerdings auch die Belastung für den Schalter
(proportionales Verhältnis). Eine große Erweiterung des Strombereichs ist dadurch allerdings
nicht möglich [10]
Abbildung 51: Charakteristiken für (a) Cd / Cs = 1 (b) Cd /
Cs = 2 (c) Cd / Cs = 5 [10]
61
B. Hiller
Amplitudenspektrum der Wellenformen
Um den ZVS-MRS besser bewerten zu können, werden seine Wellenformen jeweils mit der störärmsten Wellenform der anderen Wandler verglichen.
Die Schalterspannung am ZVS-MRS ist bei der Schaltfrequenz auf dem Niveau des ZVS-QRS,
nimmt dann aber relativ schnell ab und liegt ab 2 MHz unter dem Pegel des ZCS-QRS. Das bedeutet ein geringes
𝑑𝑢
𝑑𝑡
und damit eine geringe kapazitive Kopplung bei höheren Frequenzen. Mit dem
ZCS-QRS können allerdings aufgrund der kleineren Spannungsamplitude bei niedrigeren Frequenzen bessere Ergebnisse erzielt werden. Die kapazitive Nahfeldkopplung ist bei niedrigen Frequen1
zen geringer, da gilt 𝑍𝐶 = 𝜔𝐶 (siehe Abbildung 52).
V(Schalter) ZVS-MRS
V(Schalter) ZCS-QRS
Abbildung 52: Spektrum der Schalterspannung des ZVS-MRS im Vergleich mit dem ZCS-QRS
62
B. Hiller
In Abbildung 53 sind Spannungen an der Gleichrichterdiode des ZVS-QRS und des ZVS-MRS dargestellt. Es ist erkennbar, dass der Peak bei 9 MHz des ZVS-QRS beim ZVS-MRS dank des ZeroVoltage-Switching der Gleichrichterdiode nicht mehr vorhanden ist. Außerdem ist ersichtlich, dass
ab 2 MHz der ZVS-MRS ein geringeres
𝑑𝑢
𝑑𝑡
aufweist und damit eine geringere kapazitive Kopplung
auftritt. Die Diodenspannung ist zudem kleiner als beim ZCS-QRS.
V(DGleichrichter) ZVS-MRS
V(DGleichrichter) ZVS-QRS
Abbildung 53: Spektrum des Gleichrichterdiodenstroms des ZVS-MRS im Vergleich mit dem ZVS-QRS
Der Resonanzspulenstrom liegt am Anfang ca. 15 dB oberhalb des Wertes für den PWM-Wandler
(größere Amplitude durch Resonanznetzwerk), sinkt dann allerdings mit 40 dB pro Dekade ab und
erreicht ab 2 MHz das Niveau des PWM-Switches. Er liegt dabei noch 10 dB unterhalb des ZVS𝑑𝑖
QRS (siehe Abbildung 54) und 20 dB unterhalb des ZCS-QRS. Durch das sehr geringe 𝑑𝑡 entstehen
ab 2 MHz nur geringe induktive Störungen in der kritischen Masche.
63
B. Hiller
I(Lres) ZVS-MRS
I(Lres) ZVS-QRS
Abbildung 54: Spektrum des Resonanzspulenstroms des ZVS-MRS im Vergleich mit dem ZVS-QRS
Der Storm durch die Filterspule wird durch den ZVS-MRS nochmals um ca. 10 dB reduziert (siehe
Abbildung 55). Dadurch kommt es zu einem geringeren
𝑑𝑖
𝑑𝑡
und dadurch zu einer geringeren induk-
tiven Kopplung als beim ZCS-QRS. Dies ist auf die zusätzliche Filterwirkung des relativ großen
Resonanzkondensators parallel zur Gleichrichterdiode zurückzuführen.
I(Lfilter) ZVS-MRS
I(Lfilter) ZCS-QRS
Abbildung 55: Spektrum des Filterspulenstroms des ZVS-MRS im Vergleich mit dem ZCS-QRS
64
B. Hiller
Der Strom über dem Lastwiderstand des ZVS-MRS weist ebenfalls einen deutlich niedrigeren Pegel
als die bisherigen anderen Wandler auf, da durch das Zero-Voltage-Switching der Diode das Ringing deutlich reduziert wird. Dadurch sind nur geringere Gegentakt-Störungen am Lastwiderstand
zu erwarten.
I(Last) ZVS-MRS
I(Last) ZVS-QRS
Abbildung 56: Spektrum des Lastwiderstandstroms des ZVS-MRS im Vergleich zum ZVS-QRS
Der Vergleich zeigt, dass der ZVS-MRS bei nahezu allen Wellenformen besser als die bisherigen
anderen Wandler abschneidet.
65
B. Hiller
2.5.4 Zero-Voltage-Quasi-Square-Wave-Wandler (ZVS-QSW)
Der ZVS-QSW schaltet ebenso wie der ZVS-MRS sowohl die Gleichrichterdiode als auch den
Transistor bei Nullspannung. Allerdings sind seine Wellenformen nicht sinusförmig, sondern eher
trapezförmig. Abbildung 57 zeigt die Charakteristik eines ZVS-MRS mit einer Diode statt einem
zweiten Schalter (hergeleitet in [7]). Dieser kann über die Frequenz geregelt werden. Es ist erkennbar, dass bei zunehmender normierter Frequenz das Verhältnis von Ausgangs- zur Eingangsspannung immer größer werden muss, sodass der Arbeitspunkt innerhalb des ellipsenförmigen Bereichs
liegt. Da der ZVS-QSW in der Variante mit zwei Schaltern (siehe Abbildung 58) mit konstanter
Frequenz betrieben werden soll, bildet die Kennlinie in Abbildung 57 die Grenze des Zero-VoltageSwitching für die jeweilige normierte Frequenz F.
F
µ
J
Abbildung 57: Charakteristik des ZVS-QSW [7, S. 149]
Dieser Konverter wird ebenso wie der gewöhnliche PWM-Wandler betrieben und durch die Variation der Einschaltzeit von S2 gesteuert, der die Gleichrichterdiode ersetzt.
66
B. Hiller
Aus diesem Grund gilt:
µ=𝐷
(56)
Dabei steht D für den Duty-Cycle von S1. Die Arbeitspunkte für diesen Wandler liegen also auf den
waagrechten Strecken, die an der µ-Achse beginnen und bis zur jeweiligen F-Kennlinie verlaufen.
Bei der Auswahl des Arbeitspunkts ist zu beachten, dass eine Frequenz F gewählt wird, für welche
sich das benötigte µ innerhalb der ellipsenförmigen Grenze befindet. Es ist allerdings darauf zu achten, das F nicht zu klein zu wählen, da die Wellenformen sonst dem PWM-Wandler entsprechen
(steile Flanken) und somit keine Schaltentlastung stattfindet. Es muss also ein Kompromiss zwischen Flankensteilheit und dem verwendeten Ausgangs- zu Eingangsspannungsverhältnis µ gefunden werden. Für die Berechnung von R0 wird Formel (13) verwendet. Für Cr und Lr werden erneut
die Gleichungen (14) und (15) benötigt. Da die Filterspule L parallel zur Lr zu schalten ist, kann
diese aufgrund ihrer großen Induktivität vernachlässigt werden. Die Filterung erfolgt rein kapazitiv
über C, das sich über die Formel (17) berechnen lässt. Wird ein geringerer Spannungsrippel benötigt, kann die Kapazität weiter erhöht werden.
67
B. Hiller
Simulation
Die Berechnung der Bauteilwerte erfolgt über das Matlab-Skript „ZVSQSW“. Als Arbeitspunkt
werden folgende Werte verwendet: µ = 0,25, F = 0,3 und J = 0,75. Die so berechneten Werte werden in die Simulation eingegeben (siehe Abbildung 58). Da sich der Spannungsripple als zu groß
herausstellt, wird die Kapazität C um den Faktor 3 erhöht. Um die Ausgangsspannung anzupassen,
wird die Frequenz auf 556 kHz erhöht. Die Ausgangspannung kann außerdem über die Einschaltzeit
von Schalter S1 reguliert werden. Abbildung 59 zeigt die Wellenformen des berechneten ZVSQSW.
I(Lres)
I1
I2
V(SGleichrichter)
V(Schalter)
Abbildung 58: Simulationsmodell des ZVS-QSW
Abbildung 59: Ströme und Spannungen des ZVS-QSW
68
B. Hiller
Strombereich
Die optimale Einstellung des ZVS-QSW bei 1 A liegt bei einer Verzögerungszeit von 1,1 µs bei S2
gegenüber dem Einschaltvorgang von S1 (siehe Abbildung 58) sowie einer Einschaltzeit von 594 µs
bei S2. Über die Einschaltzeit von S2 kann die Ausgangsspannung eingestellt werden. Wird diese
angepasst, bleiben die Wellenformen der Ströme und Spannungen bis 50 mA unverändert.
Die Intervallgrenze am oberen Ende liegt bei 1,1 A. Ab diesem Strom verläuft die Kurve zu flach
und es entsteht eine rechteckförmige Stufe (siehe Abbildung 60 und vergleiche Abbildung 59). Dies
ist darauf zurückzuführen, dass S2, um die Ausgangsspannung von 3 V zu erreichen, später abgeschaltet werden muss.
Ein größerer Spannungsbereich ist bei diesem Wandler nicht möglich, da die Flanken der Schalterspannung dann relativ steil sein müssen. Es kommt bei großen Strömen, wie bereits erwähnt, relativ
schnell zur Bildung von Stufen. Der ermittelte Strom von 50 mA ist schon sehr gering, sodass eine
weitere Reduktion nicht sinnvoll ist.
Abbildung 60: Ströme und Spannungen des ZVS-QSW bei Überschreitung der oberen Stromgrenze
69
B. Hiller
Amplitudenspektrum der Wellenformen
Bei der Schalterspannung ist erkennbar, dass der ZVS-QSW bei niedrigen Frequenzen eine kleinere
Amplitude aufweist, während bei höheren Frequenzen ab 3 MHz der ZVS-MRS die kleineren Störungen aufweist (siehe Abbildung 61). Dies ist auf die trapezförmige Wellenform des ZVS-QSW
zurückzuführen. Erst ab 200 MHz macht sich die -40 dB pro Dekade beim Trapez bemerkbar. Die
kapazitive Kopplung ist also über den gesamten Frequenzbereich gesehen zwischen beiden Wandlern nahezu gleich.
V(Schalter) ZVS-MRS
V(Schalter 1) ZVS-QSW
Abbildung 61: Vergleich des Amplitudenspektrums der Schalterspannung des ZVS-QSW mit dem ZVS-MRS
Da die Spannung am Schalter, der die Diode ersetzt, ebenfalls einen trapezförmigen Verlauf hat, ist
auch bei diesem Pegel eine Verschlechterung um bis zu 20 dB erkennbar (siehe Abbildung 62).
Dadurch kommt es beim ZVS-QSW im Vergleich zum ZVS-MRS zu einer größeren kapazitativen
Kopplung.
70
B. Hiller
V(DGleichrichter) ZVS-MRS
V(SGleichrichter) ZVS-QSW
Abbildung 62: Vergleich des Amplitudenspektrums des Gleichrichterschalters bzw. -diode des ZVS-QSW mit dem ZVS-MRS
Der Strom durch die kritische Masche ist aufgrund des Fehlens der Resonanzspule in dieser Schleife um bis zu 40 dB höher als beim ZVS-MRS (siehe Abbildung 63). Dadurch kommt es zu größerem
𝑑𝑖
𝑑𝑡
und dadurch beim ZVS-QSW zu größeren induktiven Störungen. Lediglich der erste Peak
bei ca. 570 kHz ist aufgrund der kleineren Amplitude ca. 10 dB niedriger als beim ZVS-MRS.
I(Lres) ZVS-MRS
I(Eingangsstrom I1) ZVS-QSW
Abbildung 63: Vergleich des Amplitudenspektrums des Stroms der kritischen Masche ZVS-QSW mit dem ZVS-MRS
71
B. Hiller
Der Strom durch die Filterspule fällt aufgrund des großen Strom-Rippels über das gesamte Spektrum (siehe Abbildung 64) hinweg um ca. 40 dB höher aus, was ein großes
𝑑𝑖
𝑑𝑡
und damit eine starke
induktive Kopplung mit sich bringt. Eine Verringerung des Rippels ist nicht möglich, da bei diesem
Wandler die Filterspule parallel zur Resonanzspule geschaltet werden müsste. Da die Resonanzspule aber deutlich kleiner als die Filterspule ist, würde lediglich Lr wirken (der Strom fließt durch den
kleineren induktiven Widerstand).
I(Lfilter) ZVS-MRS
I(Lres) ZVS-QSW
Abbildung 64: Vergleich des Spektrums des Stroms durch die Filterspule des ZVS-QSW mit dem ZVS-MRS
Beim Vergleich vom Strom durch den Lastwiderstand ergeben sich keine Unterschiede. Da der
ZVS-QSW keine Filterspule besitzt, erfolgt die Filterung ausschließlich kapazitiv.
Durch die Verwendung eines größeren Ausgangskondensators kann der Strom an die Amplitude des
QSW-MRS-Switch angepasst werden. Die anderen Wellenformen werden davon nicht beeinflusst.
72
B. Hiller
2.5.5 Fazit des Vergleichs
Kapitel 2.5.3 zeigt, dass sich der ZVS-MRS im Vergleich mit den störärmsten Wellenformen der
Wandler insgesamt gesehen als die beste Alternative darstellt. Dies gilt besonders dann, wenn man
bedenkt, dass er im Vergleich mit nur einem einzelnen Wandler ein noch besseres Ergebnis erzielt.
Der direkte Vergleich mit dem ZVS-QSW in Kapitel 2.5.4 zeigt außerdem, dass der ZVS-MRS bei
allen wichtigen Störgrößen besser abschneidet. Somit stellt der ZVS-MRS die beste Alternative dar.
Es wird also entschieden, den ZVS-MRS als Schaltung umzusetzen.
73
B. Hiller
3. Schaltungsentwurf und Layout
3.1 Schaltungsentwurf
Die verwendete Schaltung lässt sich in drei Segmente aufteilen. Um ein Rechtecksignal für die Ansteuerung des Schalters des ZVS-MRS erzeugen zu können, wird ein VCO benötigt. Die Amplitude
dieses Signals ist allerdings zu klein, um den P-MOS-Schalter direkt ansteuern zu können.
Aus diesem Grund ist es erforderlich, das Signal mit einer Gegentakttreiberstufe zu verstärken.
3.1.1 VCO (Voltage Controlled Oszillator)
Beim VCO fällt die Wahl auf den Baustein LTC 6990 (siehe Abbildung 65). Dieser ist in der Lage,
Signale im Bereich von 100 kHz bis 1 MHz zu erzeugen. Das Bauelement kommt mit einer Spannung von 2,25 V aus. Aus diesem Grund wird ein Spannungsteiler eingesetzt, um die Spannung auf
2,7 V zu reduzieren. Dieser dient neben der Spannungsversorgung (V+) auch zum Einschalten des
Ausgangs (OE). Über das in der Schaltung vorhandene Poti R3 kann die Ausgangsfrequenz eingestellt werden. Eine Änderung des Tastverhältnisses ist nicht erforderlich, da ein Duty-Cycle von 50
% ausreichend ist, um den MOSFET im gewünschten Zeitbereich umschalten zu können (siehe Kapitel 2). Um den Duty-Cycle auch bei der nachfolgenden Gegentakttreiberstufe beibehalten zu können, wird das Ausgangssignal des VCO durch einen weiteren Spannungsteiler auf 1 V reduziert.
Die Verringerung der Basis-Emitter-Spannung sorgt dafür, dass der Transistor Q4 (NPN) nicht zu
stark übersteuert wird. Beim Übersteuern würde durch das Ausräumen der Ladungsträger der Ausschaltvorgang verlängert werden, was dann den Duty-Cycle verändern würde. Der Kondensator
CVCO dient lediglich der Entstörung bzw. Pufferung.
Der Set-Eingang wird nach Applicaion Note mit einem Spannungsteiler, bestehend aus zwei 1 kΩWiderständen, beschaltet. Eine weitere Beschaltung ist nicht erforderlich. Der Ausgangsstrom des
VCO beträgt maximal 20 mA (siehe [9]).
3.1.2 Gegentakttreiberstufe
Nach dem Ausgang des VCO wird eine Gegentakttreiberstufe geschaltet (siehe Abbildung 65). Diese erhöht die Amplitude des Rechtecksignals auf 12 V und ermöglicht es dadurch, den P-KanalMOSFET des Wandlers anzusteuern. Der Transistor Q4 (Emitterschaltung) dient dabei der Verstärkung der Basis-Emitter-Spannung und sorgt dafür, dass die Transistoren Q2 (NPN) und Q3 (PNP)
abwechselnd in Sättigung getrieben werden und somit leiten.
74
B. Hiller
Als Basisvorwiderstand des Transistors Q3 werden 100 Ω gewählt. Dadurch wird der Eingangsstrom auf ca. 2 mA begrenzt. Um die Schaltung symmetrisch zu gestalten, werden für die anderen
Widerstände der Treiberstufe ebenfalls 100 Ω gewählt. Dadurch bleiben die Flanken steil und der
MOSFET kann schneller umschalten.
Für den Aufbau der Schaltung werden als NPN-Transistoren Q2 und Q4 2N2222 und als PNPTransistor ein 2N2907 verwendet. Diese bieten eine ausreichend kurze Ein- und Ausschaltzeit und
sind überall verfügbar.
3.1.3 ZVS-MRS
Die Schaltung des Wandlers wird gemäß den Bauteilwerten aus Kapitel 2.5.3 aufgebaut. Zusätzlich
werden noch Eingangskondensatoren zum Puffern der Eingangsspannung und Kurzschließen hochfrequenter Ströme am Eingang hinzugefügt (siehe Abbildung 65). Um den Spannungsrippel am
Ausgang klein zu halten, werden nun 2 x 33 nF-Kondensatoren eingesetzt. Dadurch wird gleichzeitig der ESR-Widerstand klein gehalten, was geringere Gegentakt-Störungen am Ausgang mit sich
bringt, da die HF-Ströme effektiver kurzgeschlossen werden.
Abbildung 65 zeigt die funktionsfähige Schaltung des Wandlers.
75
B. Hiller
Abbildung 65: Simulationsmodell des Resonanzkonverters V1
76
B. Hiller
3.2 Layout
Am Schaltungseingang sind Pufferkondensatoren vorgesehen. Zudem ist es möglich, XKondensatoren zum Unterdrücken von Gegentaktstörungen sowie Y-Kondensatoren zur Unterdrückung von Gleichtaktstörungen auf dem Layout anzubringen. Die Y-Kondensatoren werden über
eine Masseplatte mit dem Schutzleiter des Netzteils verbunden. Außerdem besteht die Möglichkeit,
eine stromkompensierte Drossel LCMB zur Unterdrückung von Gleichtaktstörungen zu platzieren
(siehe [8] und Abbildung 69). Diese Lötplätze bleiben aber unbestückt, um die EMV-Störungen des
Resonanzwandlers besser beurteilen zu können.
Die Simulation der Amplitudenspektren hat gezeigt, dass der Strom in der kritischen Masche durch
den Multiresonanzwandler deutlich reduziert werden kann (siehe Kapitel 2.5.3). Trotzdem wird
diese Masche möglichst klein gehalten. Allerdings treten nun Umladevorgänge an anderen Stellen
in der Schaltung auf, die auf Resonanzelemente zurückzuführen sind. So findet beispielsweise ein
Umladevorgang zwischen dem Kondensator Cs und dem sich einschaltenden P-Kanal-MOSFET Q1
statt, bei dem der Kondensator schlagartig über den Transistor entladen wird und somit eine Stromspitze erzeugt (großes
𝑑𝐼
𝑑𝑡
, siehe Abbildung 66). Um diese zu begrenzen wird ein zusätzlicher 1 Ω-
Widerstand R14 in Reihe zum Kondensator Cs geschaltet. Um die Fläche der Masche zu verringern,
werden der Transistor auf der Unterseite der Platine und der Kondensator sowie der Widerstand auf
der Oberseite der Platine darüber platziert. Da auch die Diode D1 bei diesem Vorgang beteiligt ist,
wird sie direkt daneben angelötet. Die Schaltung zu Abbildung 66 ist in Abbildung 65 dargestellt
(R14, im Schaltbild bereits vorhanden, wird für die Simulation von Abbildung 66 überbrückt).
Abbildung 66: Umladevorgang zwischen CS, Q1 und D1
77
B. Hiller
Ein weiterer Umladevorgang findet zwischen dem Kondensator Cd und der Diode D2 statt. Dieser
wird in Abbildung 67 dargestellt. Um diese Masche ebenfalls klein zu halten, werden diese Bauteile
ebenfalls übereinander platziert. Es gilt: Je geringer die Fläche der Masche, desto geringer sind die
induktiven Störungen, die von ihr ausgehen.
Abbildung 67: Umladevorgang zwischen Cd und D2
Abbildung 68 zeigt den kompletten Schaltplan des Wandlers. Um Messungen an der Schaltung
durchführen zu können wurden die Jumper JP1 und JP2 hinzugefügt. JP3 dient zum Anschluss eines externen Widerstands und darf nicht gebrückt werden, da sonst ein Kurzschluss entsteht.
Die Kondensatoren CG, CVCO1 und der Widerstand R15 dienen lediglich der Spannungsstabilisierung und Entstörung (Kurschließen von eingekoppelten Störungen auf der VCC-Leiterbahn durch
die Kondensatoren). Eine LED zeigt den eingeschalteten Zustand des Wandlers an. Über den Widerstand RG kann die Steilheit der Flanken eingestellt werden. Da aber möglichst steile Flanken
erwünscht sind, wird zunächst ein 0 Ω-Widerstand eingesetzt.
In Abbildung 69 ist das Layout des Resonanzkonverters V1 dargestellt. Schleifen mit Umladevorgängen sind rot markiert. Zur Kühlung des Lastwiderstandes sind in seiner Umgebung zusätzliche
Vias angebracht. Um die Leiterschleifen möglichst klein zu halten und somit die induktive Kopplung zu reduzieren, sind an allen Massepunkten Vias vorhanden. Außerdem wird darauf geachtet,
dem Rückstrom möglichst viele Pfade anzubieten.
Die verwendeten Spulen sind geschirmt und am Rand des Layouts angebracht, sodass die Schaltung
möglichst wenig von magnetischen Feldern beeinflusst werden kann.
78
B. Hiller
Abbildung 68: Stromlaufplan des Resonanzkonverters V1
Stromkomp.
Drossel
X-Kondensatoren
Kritische Masche
Ausgangskondensatoren
Fläche zur Wärmeverteilung
Abbildung 69: Layout des Resonanzkonverters V1
79
B. Hiller
4. EMV-Messungen
In diesem Kapitel werden sowohl die Funkstörspannungsmessung als auch die Funkstörsfeldstärkemessung (nach CISPR 25) durchgeführt. Dadurch können die EMV-Eigenschaften des ZVSMRS besser beurteilt werden.
Der folgende Text stammt aus [8] und erklärt die Vorgehensweise:
Funkstörspannung und Funkstöfeldstärke werden getrennt vermessen. Die Messung der Funkstörspannung von 150 kHz bis 30 MHz wird in einer Schirmkammer durchgeführt. Der Wandler muss
dabei an eine Netznachbildung angeschlossen sein. Diese soll das Stromnetz abschirmen und
gleichzeitig die Störaussendung des Prüflings an einen Messempfänger weiterleiten. Zusätzlich bildet die normierte Impedanz die Vergleichsgrundlage für die normgerechte Messung. Die Netznachbildung wird dabei von einer 12V-Autobatterie mit Spannung versorgt. Der Versuchsaufbau ist in
Abbildung 70 dargestellt.
Abbildung 70: Prinzipieller Versuchsaufbau für die Messung der Funkstörspannung [8, S. 35]
Um einen Rückpfad für den Strom bereitzustellen muss die Masseplatte mit der Netznachbildung
verbunden sein. Der Abstand des Prüflings zur Masseplatte sollte möglichst gleich groß sein, um
unterschiedliche Messungen besser miteinander vergleichen zu können.
80
B. Hiller
Die Funkstörfeldstärke von 30 MHz bis 1 GHz wird in einem Absorberraum mit einer Breitbandantenne und einem Messempfänger, der außerhalb der Messkammer platziert ist, vermessen (Versuchsaufbau in Abbildung 71). Zusätzlich wird eine Impedanz von 50 Ω (Netznachbildung) zwischen die Batterie und den Prüfling geschaltet. Der Abstand von 1 m zur Messantenne ist in der
Norm festgelegt. Es wird sowohl mit horizontaler als auch mit vertikaler Ausrichtung der Antenne
gemessen. Dadurch werden der elektrische und der magnetische Anteil der elektromagnetischen
Welle erfasst.
1m
Abbildung 71: Prinzipieller Versuchsaufbau für die Messung der Funkstörfeldstärke [8, S. 35]
Auch hier soll die Position des Prüflings möglichst nicht verändert werden, um die Vergleichbarkeit
der Ergebnisse sicherzustellen. [8]
Ziel der beiden Messungen ist es, die Störaussendung des Resonanzwandlers zu erfassen, um die
Auswirkung der sinusförmigen Wellenformen des Wandlers anhand der Norm CISPR 25 besser
beurteilen zu können. Die Messung mit horizontaler und vertikaler Polarisation bei der Funkstörfeldstärkemessung waren sehr ähnlich, sodass in dieser Arbeit lediglich die horizontale Polarisation
betrachtet wird. Gleiches gilt für die Störspannungsmessung am Plus- bzw. am Minuspol. Aus diesem Grund wird nur die Pluspolmessung berücksichtigt.
81
B. Hiller
4.1 Funkstörspannungsmessung
Die Messung der Funkstörspannung (Pluspol, Peak) ergibt im Bereich von 150 kHz bis zu 1 GHz
(Bandbreite 9 kHz) das in Abbildung 72 dargestellte Ergebnis. Es ist ersichtlich, dass die CISPR25-Norm der Klasse 5 hier nicht eingehalten werden kann (Klasse 2 wird erfüllt). Dies ist auf die
große Amplitude (Peak bei der Schaltfrequenz), die durch das Resonanznetzwerk entsteht, zurückzuführen (siehe Kapitel 2). Als Vergleich wird hierbei das Demoboard 2019A mit dem LT-8614Wandler von Linear Technology (fs = 480 kHz, Ausgangsstrom 300 mA) herangezogen. Diese
Schaltung wurde speziell für die Anforderungen des Automobilbereichs erstellt und hat eine sehr
niedrige Störaussendung. Daher ist auch ein EMV-Netzfilter eingebaut, das leitungsgebunden Störungen herausfiltert. Somit wird hier ein wesentlich besseres Ergebnis als beim Resonanzwandler
erzielt. Es ist allerdings erkennbar, dass beim ZVS-MRS das Spektrum deutlich schneller abfällt.
Aufgrund der hohen Amplitude und des fehlenden Filters kann die CISPR-25-Norm bei den Durchschnittswerten nicht eingehalten werden.
80,0
70,0
Magnitude in dBµV
60,0
50,0
40,0
30,0
20,0
10,0
0,0
-10,0
-20,0
0,1
1
10
Frequenz in MHz
PK+_CLRWR ZVS-MRS 9 kHz
PK+_CLRWR ZVS Demo 9 kHz
CISPER 25 Class 5
Abbildung 72: Funkstörspannungsmessung mit der Bandbreite 9 kHz
82
B. Hiller
Zusätzlich wird eine Störspannungsmessung (Pluspol, Peak) mit der Bandbreite 120 kHz im Bereich von 30 bis 150 MHz durchgeführt (siehe Abbildung 73). Es ist erkennbar, dass die CISPR-25Klasse-5 eingehalten wird. Außerdem nimmt der Pegel mit zunehmender Frequenz weiter ab (siehe
auch Kapitel 2). Die maximale Pegelhöhe ist vergleichbar mit dem Demoboard. Im Falle der
Durchschnittswerte wird die Klasse 4 der Norm (aufgrund des Peaks bei 90MHz) eingehalten.
50,0
45,0
40,0
Magnitude in dBµV
35,0
30,0
25,0
20,0
15,0
10,0
5,0
0,0
10
100
Frequenz in MHz
PK+_CLRWR Demo 120 kHz
CISPER 25 Class 5
Abbildung 73: Funkstörspannungsmessung mit der Bandbreite 120 kHz
Da die Messungen von Peak und Durchschnittswert einen ähnlichen Verlauf haben, wird der
Durchschnittswert bei beiden Messungen nicht näher betrachtet.
83
B. Hiller
4.2 Funkstörfeldstärke
Bei der Funkstörfeldstärke wird mit einer Bandbreite von 120 kHz (horizontal, Peak) gemessen.
Der Frequenzbereich erstreckt sich von 30 MHz bis zu 1 GHz. In Abbildung 74 ist zu erkennen,
dass sich das Störspektrum des ZVS-MRS deutlich unterhalb der CISPR-25-Norm der Klasse 5
befindet. Die Werte des Demoboards bewegen sich auf dem gleichen Level. Die Ergebnisse der
Durchschnittsmessung liegen ca. 10 dB unterhalb der gezeigten Spannungen und erfüllen ebenfalls
die Klasse 5 der CISPR-25-Norm.
50,0
45,0
40,0
Magnitude in dBµV
35,0
30,0
25,0
20,0
15,0
10,0
5,0
0,0
10
100
1000
Frequenz in MHz
PK+_CLRWR Demo 120 kHz
CISPER 25 Class 5
Abbildung 74: Funkstörfeldstärkemessung mit der Bandbreite 120 kHz
Die Messungen bestätigen die Simulationsergebnisse aus Kapitel 2. Das Resonanznetzwerk wirkt
vor allem bei hohen Frequenzen. Bei niedrigen Frequenzen ist eine Filterung über ein EMVNetzfilter nötig, um die Grenzwerte einzuhalten.
84
B. Hiller
5. Zeitverlauf wichtiger Wellenformen
In diesem Kapitel ist der Zeitverlauf einiger Wellenformen dargestellt, um die Funktionsfähigkeit
der Schaltung zu belegen. In Abbildung 75 ist die Gate-Spannung des MOSFET gegen Masse dargestellt. Die Flanken sind dank des Gegentakverstärkers mit 80 und 160 ns sehr steil. Dadurch wird
der erwünschte Duty-Cycle von ca. 50 % erreicht. Der Zeitverlauf in Abbildung 76 zeigt, dass die
Spannungen am MOSFET (Blau) und Diode (Türkis) ebenfalls den Simulationsergebnissen von
Kapitel 2 entsprechen. Die Funktionsfähigkeit der Schaltung ist somit belegt.
Abbildung 75: Gemessener Zeitverlauf zwischen dem Gate des P-Kanal-MOSFET und Masse
Abbildung 76: Gemessener Zeitverlauf der Spannung des MOSFET und der Gleichrichterdiode
85
B. Hiller
6. Zusammenfassung und Ausblick
6.1 Zusammenfassung
Im Rahmen dieser Bachelorarbeit sollte der Prototyp eines Abwärtswandlers entwickelt werden,
anhand dessen die Störaussendung von Resonanzwandlern beurteilt werden können.
Zunächst war es erforderlich, unterschiedliche Wandlertopologien näher zu betrachten. Dazu mussten mehrere Schaltungen entwickelt, die Bauteile dimensioniert und diese simuliert werden. Dabei
wurde besonders auf die Störgrößen näher eingegangen. Der ZVS-MRS stellte sich dabei als derjenige Wandler mit den besten EMV-Eigenschaften heraus. Es wurde beschlossen, diesen als Prototyp umzusetzen. Außerdem wurde festgestellt, dass Resonanzwandler vor allem im Bereich der
Funkstörfeldstärke wirken.
Um die Ansteuerung des Wandlers sicherzustellen wurde ein VCO verwendet, dessen Signal mittels
einer Gegentaktendstufe verstärkt wird. Die Steuerung der Schaltfrequenz und somit der Ausgangsspannung des Wandlers können mittels eines Potentiometers eingestellt werden. Außerdem wurden
die Bauteile für die Schaltung ausgewählt.
Der nächste Schritt war der Entwurf des Layouts. An kritischen Stellen der Schaltung sind Puffer
bzw. Entstörkondensatoren angebracht, die den reibungsfreien Ablauf des Schaltprozesses gewährleisten sollen. Dazu gehören zum Beispiel die Eingangskondensatoren und der Kondensator, der an
der Versorgungsleitung des VCO gegen Masse geschaltet ist. Durch die Simulation wurden außerdem schnelle Umladevorgänge erkannt, die zwischen dem schaltenden MOSFET bzw. der Gleichrichterdiode und den parallel geschalteten Resonanzelementen stattfinden. Um die betroffenen Maschen und damit die Störaussendung möglichst klein zu halten, befindet sich jeweils eines dieser
Bauteile auf den Top- und das andere auf dem Bottom-Layer. Die verwendeten geschirmten Spulen
sind am Rand der Schaltung platziert, was eine geringere magnetische Kopplung zufolge hat.
Abschließend fand eine Messung der Funkstörspannung und der Funkstörfeldstärke des entwickelten Prototypen statt, welche die Wirksamkeit des Resonanznetzwerkes bei hohen Frequenzen bestätigte.
86
B. Hiller
6.2 Ausblick
In dieser Bachelorarbeit wurden die Grundlagen für die Verwendung von Resonanzwandlern in
Fahrzeugen gelegt. Anhand der dargestellten Wellenformen und Erklärungen kann die Funktion der
unterschiedlichen Wandlertopologien nachvollzogen werden. Auch die auftretenden Störgrößen der
Wandler wurden genau analysiert. Die Bauteile sind so auf dem Layout platziert, dass die Maschen
mit kritischen Umladevorgängen möglichst klein gehalten werden.
Die Messung von Störspannung und Störfeldstärke kann als Basis für weitere Entstörmaßnahmen
dienen. So ist die Möglichkeit gegeben, ein EMV-Netzfilter auf dem bereits vorhandenen Layout zu
platzieren, um die Störaussendung der Schaltung bei niedrigen Frequenzen noch weiter zu verringern. Dies gilt insbesondere für die Landeplätze der stromkompensierten Drossel und der YKondensatoren, die zur Unterdrückung von Gleichtaktstörungen dienen können. Zudem können
zusätzliche X-Kondensatoren zur Unterdrückung von Gegentaktstörungen auf dem Layout platziert
werden.
Eine weitere Aufgabe könnte darin bestehen, das momentan eingesetzte Potentiometer durch einen
Regler zu ersetzen. Dadurch wäre es möglich, die Einstellung der Ausgangsspannung anhand der
Frequenz automatisch erfolgen zu lassen.
87
B. Hiller
7. Quellen und Abbildungsverzeichnis
7.1 Quellenverzeichnis
[1]
Robert W. Erickson/Dragan Maksimović, Fundamentals of Power Electronics SECOND
EDITION, Kluwer Academic Publishers, Norwell Massachusetts USA, 2004
[2]
http://www.hot.ei.tum.de/index.php?id=26, 01.04.2014
[3]
http://www.ti.com/lit/ml/slup085/slup085.pdf, 01.042014
[4]
http://ieeexplore.ieee.org/stamp/stamp.jsp?tp=&arnumber=1287744, 01.04.2014
[5]
[6]
Manfred Michael, Leistungselektronik – Eine Einführung, Springer-Verlag Berlin Heidelberg New York, 1992
[7]
Dragan Maksimovic, Synthesis of PWM and Quasi-Resonant DC-to-DC Power Converters,
Dissertation, California Institute of Technology, 1989
[8]
A. Förstner, B. Hiller, Entwicklung einer EMV-optimierten Spannungsversorgung für Digitalschaltungen, basierend auf einem schnell getakteten DC-DC-Wandler, Studienarbeit,
Hochschule Ulm, Wintersemester 2013/2014
[9]
http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/6990fc.pdf, 01.04.2014
[10]
88
B. Hiller
7.2 Abbildungsverzeichnis
Abbildung 1: Blockschaltbild eines Gleichspannungswandlers nach [1, S. 1] ........................................................................................9
Abbildung 2: Prinzipschaltbild eines Gleichspannungswandlers mit Schalter nach [1, S. 5] ................................................................ 11
Abbildung 3: Ausgangsspannung vs(t) des Schalters [1, S. 18] ............................................................................................................. 11
Abbildung 4: Steuergeräte im Fahrzeug [2] ...........................................................................................................................................13
Abbildung 5: Blockschaltbild eines Schaltnetzteils nach [1, S. 8] .........................................................................................................14
Abbildung 6: Einfacher Resonanzwandler [3, S. 1] ...............................................................................................................................15
Abbildung 7: Schaltvorgang eines Wandlers ohne und mit Resonanzkreis [3, S. 2] ..............................................................................16
Abbildung 8: Darstellung unterschiedlicher Resonanzschalter [3, S. 2] ................................................................................................17
Abbildung 9: Ströme und Spannungen am einfachen Resonanzkonverter [3, S. 6] ...............................................................................18
Abbildung 10: Stromlaufplan eines Full-Bridge LCC Resonant-Converters [4, S. 10] ........................................................................19
Abbildung 11: Full-Bridge-Resonant-Converter mit aufgeteilten Resonanzelementen [4, S. 12] .........................................................20
Abbildung 12: Schaltung zur Unterdrückung des Diodenstroms [5, S. 127] .........................................................................................21
Abbildung 13: Hart schaltender Buck-Wandler (a) mit Diodenspannung und -strom (b) [1, S.763] .....................................................23
Abbildung 14: ZVS-Buck-Wandler (a) mit Diodenspannung und -strom (b) [1, S. 764] ......................................................................24
Abbildung 15: Hart schaltender Buck-Wandler (a) mit Transistorspannung und -strom (b) [1, S. 766] ................................................25
Abbildung 16: ZVS-Buck-Wandler (a) mit Transistorspannung und -strom (b) [1, S. 767] ..................................................................26
Abbildung 17: Darstellung der EMV-Störgrößen anhand eines PWM-Wandlers ..................................................................................27
Abbildung 18: Gleich- und Gegentaktstörung [8] .................................................................................................................................28
Abbildung 19: Schaltbild der ZCS-Zelle [1 S. 770] ..............................................................................................................................29
Abbildung 20: Zeitintervalle der ZCS-Zelle [1 S. 771] .........................................................................................................................30
Abbildung 21: Charakteristik der ZCS-Zelle (Js über µ) [1, S. 777] .....................................................................................................32
Abbildung 22: Simulationsmodell des ZCS-Schalters...........................................................................................................................33
Abbildung 23: Strom und Spannung beim ZCW im Arbeitspunkt ........................................................................................................34
Abbildung 24: Strom und Spannung beim ZCS nach der Feineinstellung.............................................................................................34
Abbildung 25: Simulationsmodell des vollständig dimensionierten ZCS-Wandlers .............................................................................36
Abbildung 26: Strom und Spannung des vollständig dimensionierten ZCS-Wandlers ..........................................................................36
Abbildung 27: Störgrößen beim ZCS-QRS ...........................................................................................................................................36
Abbildung 28: Unterer Strom-Grenzbereich der ZCS-Zelle mit Ausgangsfilter....................................................................................37
Abbildung 29: Oberer Strom-Grenzbereich bei der ZCS-Zelle .............................................................................................................38
Abbildung 30: Schaltung eines PWM-Abwärtswandlers.......................................................................................................................39
Abbildung 31: Spektrum der wichtigsten Messgrößen bei einem PWM-Wandler ................................................................................39
Abbildung 32: Spektrum der Schalterspannung beim ZCS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler ..............................................40
Abbildung 33: Spektrum der Diodenspannung beim ZCS-QRS im Vergleich zum PWM-Wandler......................................................40
Abbildung 34: Spektrum des Eingangsstroms I1 beim ZCS-QRS im Vergleich zum PWM-Wandler...................................................41
Abbildung 35: Spektrum des Stroms der Ausgangsfilterspule des ZCS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler ...........................42
Abbildung 36: Spektrum des Laststroms des ZCS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler ..........................................................43
Abbildung 37: Zeitintervalle des ZVS-QRS [1, S. 784] ........................................................................................................................44
Abbildung 38: Charakteristik des ZVS-QRS.........................................................................................................................................45
Abbildung 39: Simulationsmodell des ZVS-QRS .................................................................................................................................46
Abbildung 40: Strom und Spannung beim ZVS-QRS ...........................................................................................................................46
Abbildung 41:Spektrum der Schalterspannung beim ZVS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler ...............................................47
Abbildung 42: Spektrum der Gleichrichterdiodenspannung des ZVS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler ..............................48
Abbildung 43: Spektrum des Stroms der kritischen Masche des ZVS-QRS im Vergleich mit dem des PWM-Wandlers......................48
Abbildung 44: Spektrum der Ausgangsfilterspule des ZVS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler .............................................49
Abbildung 45: Spektrum des Stroms am Lastwiderstand des ZVS-QRS im Vergleich zum PWM--Wandler .......................................50
Abbildung 46: Intervalle des ZVS-MRS [7] ..........................................................................................................................................53
Abbildung 47: Charakteristik des ZVS-MRS [1, S. 786] ......................................................................................................................57
Abbildung 48: Simulationsmodell des ZVS-MRS.................................................................................................................................59
Abbildung 49: Ströme und Spannungen des ZVS-MRS........................................................................................................................59
Abbildung 50: Strom durch die kritische Masche beim ZVS-MRS.......................................................................................................60
Abbildung 51: Charakteristiken für (a) Cd / Cs = 1 (b) Cd / Cs = 2 (c) Cd / Cs = 5 [10] ..........................................................................61
Abbildung 52: Spektrum der Schalterspannung des ZVS-MRS im Vergleich mit dem ZCS-QRS........................................................62
Abbildung 53: Spektrum des Gleichrichterdiodenstroms des ZVS-MRS im Vergleich mit dem ZVS-QRS .........................................63
Abbildung 54: Spektrum des Resonanzspulenstroms des ZVS-MRS im Vergleich mit dem ZVS-QRS ...............................................64
Abbildung 55: Spektrum des Filterspulenstroms des ZVS-MRS im Vergleich mit dem ZCS-QRS ......................................................64
Abbildung 56: Spektrum des Lastwiderstandstroms des ZVS-MRS im Vergleich zum ZVS-QRS .......................................................65
Abbildung 57: Charakteristik des ZVS-QSW [7, S. 149] ......................................................................................................................66
Abbildung 58: Simulationsmodell des ZVS-QSW ................................................................................................................................68
Abbildung 59: Ströme und Spannungen des ZVS-QSW .......................................................................................................................68
Abbildung 60: Ströme und Spannungen des ZVS-QSW bei Überschreitung der oberen Stromgrenze .................................................69
Abbildung 61: Vergleich des Amplitudenspektrums der Schalterspannung des ZVS-QSW mit dem ZVS-MRS ..................................70
Abbildung 62: Vergleich des Amplitudenspektrums des Gleichrichterschalters bzw. -diode des ZVS-QSW mit dem ZVS-MRS........71
Abbildung 63: Vergleich des Amplitudenspektrums des Stroms der kritischen Masche ZVS-QSW mit dem ZVS-MRS .....................71
89
B. Hiller
Abbildung 64: Vergleich des Spektrums des Stroms durch die Filterspule des ZVS-QSW mit dem ZVS-MRS ...................................72
Abbildung 65: Simulationsmodell des Resonanzkonverters V1 ............................................................................................................76
Abbildung 66: Umladevorgang zwischen CS, Q1 und D1 ......................................................................................................................77
Abbildung 67: Umladevorgang zwischen Cd und D2 .............................................................................................................................78
Abbildung 68: Stromlaufplan des Resonanzkonverters V1 ...................................................................................................................79
Abbildung 69: Layout des Resonanzkonverters V1...............................................................................................................................79
Abbildung 70: Prinzipieller Versuchsaufbau für die Messung der Funkstörspannung [8, S. 35] ...........................................................80
Abbildung 71: Prinzipieller Versuchsaufbau für die Messung der Funkstörfeldstärke [8, S. 35] ..........................................................81
Abbildung 72: Funkstörspannungsmessung mit der Bandbreite 9 kHz .................................................................................................82
Abbildung 73: Funkstörspannungsmessung mit der Bandbreite 120 kHz .............................................................................................83
Abbildung 74: Funkstörfeldstärkemessung mit der Bandbreite 120 kHz ..............................................................................................84
Abbildung 75: Gemessener Zeitverlauf zwischen dem Gate des P-Kanal-MOSFET und Masse ..........................................................85
Abbildung 76: Gemessener Zeitverlauf der Spannung des MOSFET und der Gleichrichterdiode ........................................................85
90
B. Hiller
Anhang
Anhang A: Datenblätter
P-Mos Schalter
FDC5614P
https://www.fairchildsemi.com/ds/FD/FDC5614P.pdf
NPN-Transitor
2N2222
http://www.farnell.com/datasheets/1662272.pdf
PNP-Transistor
2N2907
http://www.farnell.com/datasheets/1673669.pdf
Resonanzspule
SER1360-402KLD
http://www.coilcraft.com/pdfs/ser1360.pdf
7447709470
http://katalog.we-online.de/pbs/datasheet/7447709470.pdf
LTC6990
http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/6990fc.pdf
4 uH
WE-Filterspule
47 uH
VCO
Tabelle 2:Übersicht der wichtigen Datenblätter
91
B. Hiller
Anhang B: Bauteilliste
Kondensatoren:
Bezeichnung
Cd
Cs
C1, C2
CIN2, CIN3
CIN6
CIN1
CVCO1, CVCO2,
CG
Anzahl
1
1
2
2
1
1
Wert
27n
8.2n
33nF
47uF
4,7uF
33uF
Typ
Keramik
Keramik
Keramik
Kondensator
Kondensator
Elko
Bauform
603
1206
603
1210
1206
F12
Vmax
50V
100V
16V
16 V
16 V
25 V
603 16 V
Vorschlag
06035C273KAT2A
CGA5H2C0G2A822J
GRM32ER61C476K
GRM319R61E475K
25SVP33M
0603YC104K4T2A
Farnell NR
1740617
2211034
auf Lager
1828819
1845758
9189211
3 0.1uF
Keramik
2332664
Wert
1 4u
1 47u
Typ
Bauform
Irms
Vorschlag
Farnell NR
9.4A
SER1360-402KLD
2288810
3.8A
7447709470
1635946
Wert
Typ
P-MOS
NPN
PNP
Bauform
SSOT-6
TO-18
TO-18
Cmax
Wert
Typ
Shotkey
Shotkey
LED
Wert
1 3 Ohm
1 68 Ohm
1 220 Ohm
100
3 kOhm
4 100 Ohm
1 100Ohm
1 64.9ohm
1 59 kOhm
1 10 kOhm
1 2 kOhm
1 0 Ohm
1 1 Ohm
1 0 Ohm
Typ
Wert
Typ
VCO
Spulen:
Bezeichnung
L_r
L
Anzahl
Transistoren:
Bezeichnung
Q1
Q2, Q4
Q3
Dioden:
Bezeichnung
D1
D2
LED1
Widerstände:
Bezeichnung
R1
R6
R7
Anzahl
1
2
1
Anzahl
1
1
1
Anzahl
R4, R5, R15
R8, R9, R10, R12
R11
Rv
R2
R3
R13
R14
RG
Verschidenes
Bezeichnung
LTC6990
JP1, JP2
Anzahl
1
2
2
Widerstand
Vorschlag
FDC5614P
2N2222
2N2907
Farnell NR
1471036
9206884
9206892
Bauform
Cmax
SMC
SMB
1206
Vorschlag
MBRS3100T3G
B340B-13-F
150120RS75000
Farnell NR
1459075
1843677
2322086
Bauform
TO-263
1206
1206
Pmax
20 W
250 mW
500 mW
Vorschlag
PWR263S-20-3R00J
WCR1206-68RFI
CRGH1206F220R
Farnell NR
1713710
1100160
2332131
603
805
2512
603
603
100 mW
125 mW
2W
166mW
100 mW
100 mW
100 mW
100 mW
1W
100 mW
ERA3AEB104V
CRCW0805100RFKTA
3521100RFT
RP73PF1J64R9BTDF
CRCW060359K0FKEA
3312J-1-103E
ERA3AEB202V
CRCW06030000ZSTA
CRM2010-JW-1R0ELF
CRCW06030000ZSTA
Pmax
Vorschlag
Trimmer
603
603
2010
603
Bauform
SOT-32-6
2211S-02G
0-0881545-2
1577632
1652906
2117477
2116551
1652892
1603158
1670180
1652824
1865252
1652824
Farnell NR
1848037
1593411
4218176
Tabelle 3: Bauteile des Resonanzkonverters V1
92
B. Hiller
Kommentar zu Tabelle 3:
Wird der Kondensator CVCO2 bestückt kommt es ohne Strombegrenzung (Versorgung über eine
Batterie) zu einer Störung beim Einschwingverhalten des VCO. Aus diesem Grund sollte dieser
Kondensator nicht auf die Platine gelötet werden.
93

Entwicklung eines störarmen DC-DC

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