+ V

FET Switch & Power
© Roland Küng, 2010
1
without quad. term
ohmic resistor
2
Review Bias Verstärker
Datenblatt: K = 2.5 mA/V2, Vt = 2 V,
Wahl
ID = 10 mA, VDS = 4 V, VDD = 12 V
RS = 300 Ω, R1 = 500 kΩ,
VGS > Vt
iD = K( v GS − Vt )2
VG = VDD
R2
R1 + R 2
FET Typ?
VS = ?
VGS = ?
VG =?
VD = ?
RD = ?
R2 = ?
Check VDS > VGS - Vt
Lösung: NMOS-E, 3 V, 4 V, 7 V, 7 V, 500,
700 k, 4 V > 2 V ok
3
FET als Schalter
…heisst FET als niederohmigen Widerstand betreiben
Bedingung:
v DS < VGS − V t
NMOS
v DS > VGS − V t
PMOS
Gleichung:
iD = 2 ⋅ K( v GS − Vt )v DS
oder
rDS =
v DS
1
=
iD
2 ⋅ K( v GS − Vt )
4
FET als Schalter
Bedingung
Triode Range:
VG
v DS ≤ v GS − V t
NMOS
v DS ≥ v GS − V t
PMOS
Design: Wähle vDS (kleiner Wert)
Berechne ID mit Vorgabe VDD und RD
Berechne VGS mit FET Gleichung (ohmic region)
Erzeuge VGS
Gleichung:
iD = 2 ⋅ K( v GS − Vt )v DS
oder
rDS =
v DS
1
=
iD
2 ⋅ K( v GS − Vt )
5
FET als Schalter
Bedingung
v DS
Triode Range :
≤ v GS − V t
NMOS − D
Beispiel:
VG
RD = 1 k, VDD = 5 V,
VDS = 0.1 V, K = 10 mA/V2, Vt = 3 V
ID = 4.9/1k = 4.9 mA
rDS = 20.4 Ω, VGS – Vt = 2.45 V
VGS = 5.45 V
VG = VGS + VS = 5.45 V
check Triode Range: 0.1 < 2.45 ok
Gleichung:
iD = 2 ⋅ K( v GS − Vt )v DS
oder
rDS =
v DS
1
=
iD
2 ⋅ K( v GS − Vt )
6
FET als Schalter
Bedingung
Triode Range :
v DS ≥ v GS − V t
PMOS
Beispiel:
RD = 1k, VSS = 5 V,
VDS = -0.1 V, K = 10 mA/V2, Vt = -3 V
ID = 4.9/1k = 4.9 mA
rDS = 20.4 Ω, VGS – Vt = -2.45 V
VGS = -5.45 V
VG = VGS + VS = -0.45 V
check Triode Range: -0.1 > -2.45 ok
Gleichung:
iD = 2 ⋅ K( v GS − Vt )v DS
oder
rDS =
v DS
1
=
iD
2 ⋅ K( v GS − Vt )
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CMOS Schalter/Logik
• Stufe invertiert den Eingangszustand
• Immer einer der beiden Schalter FET ist off
• Stromverbrauch im statischen Zustand praktisch NULL (10 nW)
• Im dynamischen Fall müssen die Kapazitäten der FET und der Last
umgeladen werden Stromverbrauch ca. 1mW/MHz
• Versorgungsspannungen von 0.75 V bis 15 V sind herstellbar
• Ausgang erreicht den maximalen Hub VDD
• Eingang ist sehr hochohmig (MΩ)
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P
P
NAND
N
N
NOR
9
Analog Schalter
Single Type
Es muss sichergestellt sein,
dass FET im Triode Range arbeitet.
FET stellt dann Widerstand rDS dar
rDS nur für kleine Signalpegel konstant (vGS variiert!)
Dual Type (Transmission Gate)
N und P leiten je nach Signalpegel verschieden
stark insgesamt ausgeglichener rDS
10
Lineare Spannungsregler
Linearer Spannungsregler mit Z-Diode (Längsregler)
+ VEIN
+ VAUS
BJT:
+ Erlaubt grössere Lastströme als IZT
- Nicht regelbar, nicht einstellbar
- VBE ungenau
- nur mit BJT empfohlen
VAUS = VZ – 0.7
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Lineare Spannungsregler
Linearer Spannungsregler mit variabler Spannung (Längsregler): Familie 78xx
VBE wird durch OpAmp ausgeglichen
+ VEIN
VAUS = VZ
R1 + R2 + R3
R2 + R3
VB < VOPmax < VEIN
VE = VB -0.7
+ VAUS
• Statt BJT auch Enh. NMOS einsetzbar
• Max. OpAmp Ausgangsspannung = Vein
• VCE muss typ. ≥ 2 V sein (OpAmp Sättigung)
• Auch PNP oder PMOS
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(OP-Eingänge vertauschen) LDO
LDO: Low Dropout Regler
Für PNP, PMOS reicht die max. OpAmp Ausgangsspannung auch für
• PNP-Transistor Betrieb im Sättigungsbereich
• PMOS FET Betrieb in der Ohmic Region
• Dropout typ. 0.3 – 0.7 V erreichbar
E
C
VB = VEIN - 0.7 < VOPmax
VC = VE -0.3
Low-Dropout PNP Regulator
VOPmax = VInput
S
D
VG = VEIN - Vt < VOPmax
VD ≈ VS
Low-Dropout P-Channel MOSFET Regulator
13
Längsregler 78XX
(für negative Spannungen: 79X)
14
Längsregler Variabel
IO < 1.5 A
VREF = 1.25 V ± 50 mV
IADJ = 50..100 µA, Voltage & Load Variation < 5 µA
15
Lab Längsregler
Q1, Q2: 2N2219
OP: uA741 an VIN, GND
D1: 4.7 V oder 5.1 V
Messen:
∆Vout = f(Vin)
∆Vout = f(RL)
VIN = 9…15 V,
10 µF on Board
IZ = 10 mA @ Vin = 12 V
R2 = 4.7 kΩ
VOUT = 9 V
RL = 22k, 2200, 820, 220 Ω
Kurzschlussstrom: 50 mA
Messen mit RL = 100 Ω, 0 Ω
Q2 stiehlt Basisstrom von Q1
uA741 ist kurzschlussfest: Imax=20 mA
16
Schaltregler (Power)
Linearer Spannungsregler haben geringen Wirkungsgrad,
dafür ein Ausgangssignal ohne jeden Ripple
Wirkungsgrad sind aber wichtig für:
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Schaltregler
engl. Switching Regulator, DC-DC Converter
Ansatz: Anstelle des linear betriebenen Transistors einen Umschalter benutzten
V0
VS
Buck Converter
(Abwärtsregler)
VS
Was ist zu
erwarten?
V0=D·VS
Mittelwert der
Rechteckspannung
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Buck Converter V/I Verlauf
Betrachtungsweise
LC als Mittelwert-Filter
19
Buck Converter
Betrachtung V/I
in Schalterphasen
Phase 1
Cap. Current
Remember
Diode ist in Sperrrichtung betrieben
Spannung über L ist VS-V0
Strom durch L nimmt linear zu
Energie wird in Induktivität gespeichert
Der Kondensator wird geladen
diL
dt
dv
iC = C C
dt
vL = L
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Buck Converter
Betrachtung V/I
in Schalterphasen
Phase 2
Cap. Current
Remember
Strom durch L muss weiter fliessen in gleicher Richtung
Diode ist im Flussbetrieb (Schottky Diode verwenden)
Spannung über L springt von VS-V0 auf -V0-VD
Strom durch L nimmt linear ab
Induktivität gibt Energie an C weiter
Note: Nutze Modell ideale Diode VD = 0
diL
dt
dv
iC = C C
dt
vL = L
21
Buck Converter
Betrachtung V/I
in Schalterphasen
Phase 2
Cap. Current
Zeitlich parallel zum Laden:
Sobald über C eine Spannung liegt fliesst ein Strom durch R
Die Kapazität wird entladen
Es stellt sich ein Gleichgewicht ein: Mittelwert der Rechteckspannung
V0 = D·VS
D = Tastverhältnis am Schalter, D = Ton/(Ton+Toff)
V0 weist einen geringen Dreieck Ripple auf mit der Schatlfrequenz
22
Buck Converter
Realisierung mit Power FET und Schottky Diode
FET: Enh. PMOS (auch NMOS)
VS
V0
iL springt nicht !
Gleichgewicht: Mittelwert iL = Laststrom Io
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Buck Converter V/I Verlauf
VDiode
VS
Vo
Vo = VDiode gemittelt
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Buck Converter Praxis
• Regelung der Spannung über das Tastverhältnis D
• Ersetzen Diode durch zweiten Power FET
P-CH
N-CH
fs: Schaltfrequenz
Io: Laststrom
∆Vout: Ausgangs-Ripple
ohne Herleitung
(Richtwert)
RF ⋅ ( Vin − Vout ) ⋅ D
Lf =
fs ⋅ Io
RF = 2...10
D = Vout/Vin
Cf =
Reservefaktor RF bei Lf verhindert Lücken und Sättigung von IL
und zu hohe Stromspitzen im Switch
1 Vout (1 − D)
8 ∆Vout fs 2L f
25
Buck Converter Beispiel
Lf =
RF ⋅ ( Vin − Vout ) ⋅ D
fs ⋅ Io
Cf =
1 Vout (1 − D)
8 ∆Vout fs 2L f
Schaltfrequenz fs = 50 kHz
Eingangsspannung Vin = 12 V
Ausgangsspannung Vout = 3 V
Wunsch Ripple ∆Vout = 0.1 V
Min. Ausgangsstrom I0 = 2 A
RF = 10
Lf =
10 ⋅ (12 − 3) ⋅ 0.25
= 225µH
50000 ⋅ 2
D = Vout/Vin = 0.25 (25%)
Cf =
3 ⋅ 0.75
= 5µF
8 ⋅ 0.1⋅ 50000 2 ⋅ 225µ
26
Buck Converter: Regelung
Prinzip Bild als Vergleich zu Linear Regler, Q1 ideal im Schalterbetrieb
Hauptvorteil für Schaltregler: Wirkungsgrad erhöhen
Hauptnachteil: Takt benötigt Puls-Breiten Modulator (PWM)
Takt-Ripple überlagert an Last
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Buck Converter: Regelung
OpAmp in Gegenkopplung:
Note: Q1, D1 ideal
a) Vin sinkt: Vout versucht zu sinken
Vout = Vref (R1+R2)/R2 = D Vin
Praxis:
Anstelle OpAmp wird ein
komplexer Regler verwendet
b) Vin steigt: Vout versucht zu steigen
28
Beispiel
Buck Converter Chip
L1
D1
C2
Buck IC
29
Boost Converter
Wunsch nach Versorgungsspannung ab Batterie mit geringer Spannung
VS << V0
Umbau
VS
Vo
VS
Vo
30
Boost Converter
diL
dt
dv C
iC = C
dt
vL = L
Vo
VS
VS
Vo
v
Strom steigt linear an iL = S t
L
L lädt Energie auf
C liefert den gesamten Laststrom
VS
Vo
Spannung über L springt auf VS-V0
Strom nimmt ohne Sprung linear ab
31
L entlädt Energie in C und R
Boost Converter
VS
DTS
(1-D)TS
Endzustand ?
VS - Vo
Gleichgewicht erreicht wenn:
Mittelwert iL = Laststrom Io
d.h. wenn Wechselsignalanteil von iL über eine Periode gemittelt Null ist
Ts
iL = Io = Io + ∫ v L ( t )dt o = Io + VSDTS + ( VS − V0 )(1 − D)TS
0
V0 =
VS
1− D
32
Boost Converter: V/I Verlauf
Vswitch
VS
Vo
Vo = VSwitch Spitzenwert
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Boost Converter
P-CH
Nie ohne Last !
Vout ∞
N-CH
fs: Schaltfrequenz
Io: Laststrom
∆Vout: Ausgangs-Ripple
ohne Herleitung
(Richtwert)
RF ⋅ Vin2 ⋅ D
Lf =
fs ⋅ Io ⋅V out
RF = 2...10
1-D = Vin / Vout
D ⋅ I0
Cf =
fs ⋅ ∆Vout
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Tool: http://www.daycounter.com/LabBook/BoostConverter/Boost-Converter-Equations.phtml
Boost Converter Beispiel
RF ⋅ Vin2 ⋅ D
Lf =
fs ⋅ Io ⋅ Vout
Cf =
D ⋅ I0
fs ⋅ ∆Vout
Schaltfrequenz fs = 50 kHz
Eingangsspannung Vin = 1.2 V
Ausgangsspannung Vout = 5 V
Wunsch Ripple ∆Vout = 0.2 V
Min. Ausgangsstrom I0 = 50 mA
RF = 10
10 ⋅ 1.22 ⋅ 0.76
Lf =
= 876µH
50000 ⋅ 0.050 ⋅ 5
D = (Vout-Vin)/Vout= 0.76 (76%)
Cf =
0.76 ⋅ 0.050
= 3.75µF
0.2 * 50000
35
Boost Converter Chip
fs automatic adaptive up to 1 MHz
36
Boost Converter: Applikation
Batteriespeisung
Solarzellen
+ hoher Wirkungsgrad
- Ripple mit Taktfrequenz überlagert
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Klasse D Verstärker
Vom Buck Converter zum Audio Verstärker
Hohe
Gleichspannung
Lautsprecher
Audiosignal
Unterschiede: Tastverhältnis variabel
Strom aus Cf abziehen durch Last und nachladen über Buck
Lf, Cf als Filter für 20 kHz auslegen
Taktrate so hoch wie möglich
38
Klasse D Verstärker
N-CH und P-CH MOSFET
39
Klasse D Verstärker
High Power mit Feedback Regelung für Pout
40
Zusammenfassung
FET sind auch als Schalter vielseitig:
Digital Logik (CMOS) und Schalter für Analogsignale
|VDS| muss dafür viel kleiner VGS-Vt sein.
Dimensionierung: VDS vorgeben, ID bestimmen, VGS berechnen.
Lineare Spannungsregel zeigen ein sauberes Ausgangssignal,
weisen aber meist einen schlechten Wirkungsgrad auf.
Durch geschalteten MOSFET und Induktivität kann Energie von
Eingangsquelle in Ausgangsquelle gewandelt werden.
Tastverhältnis bestimmt Ausgangsspannung. typ. Wirkungsgrad > 90%
Nachteil: Ausgangssignal enthält Ripple und spektrale Störungen
Es gibt Abwärtswandler (Buck) und Aufwärtswandler (Boost) IC‘s bei denen
nur L und C extern zugeschaltet werden müssen
Ein Regelkreis sorgt für die korrekte Ausgangspannung
bei variabler Quelle und Last
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Buck & Boost Lab
Berechnen und bauen sie nacheinander die folgenden getakteten Regler
und messen die interessanten Grössen heraus:
Variables D*, Vout, variable Last, Wirkungsgrad.
Buck: 8 VDC auf 4 VDC, Laststrom 200 mA (4 R‘s parallel), fs = 5 kHz, Ripple 100 mV
Boost: 1.5 V AAA Batterie auf 3 V, Last 1..2 LED parallel à 20 mA, fs = 5 kHz, Ripple 200 mV
P
N
Takt: 0V/8V Rechteck 50 Ω Generator
N
*Einige Lab Geni erlauben nur fixes D= 0.5
P.S. Steckbrett schlecht geeignet, erlaubt nur fs = 5...20 kHz und qualitative Resultate. RF = 4
L- Wert: nur 10 mH und 20 mH vorhanden
P-Enh MOSFET: IRF9540 (Vt -2...-4 V), N-Enh MOSFET: IRF 510 (Vt 2…4 V), Diode: Schottky Power:1N5818
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http://www.daycounter.com/Calculators/Switching-Converter-Calculator.phtml