Passive Sensoren - Drahtlos versorgt und abgefragt

ZSN White Paper
2010
Passive Sensoren Drahtlos versorgt und abgefragt
Autoren: Prof. Roland Küng, Sarah Philipp, Zentrum für Signalverarbeitung
und Nachrichtentechnik (ZSN), ZHAW Winterthur, roland.kueng@zhaw.ch.
Abstract
Sensoren welche ohne eigene Stromversorgung Messungen vornehmen und
berührungslos ihre Daten an eine Auswertestation übermitteln sind dort willkommen, wo
man nach dem Einbau keinen Zugang mehr zum Sensor hat (im Inneren eines
Maschinenteils, unter der Haut, hinter Bausubstanz) und eine Verkabelung ausgeschlossen
ist (bewegliche Teile, hoher Verschleiss, Dichtigkeit). Es wird eine Systemlösung für kurze
Distanzen beschrieben, in welcher die Energie induktiv bei der RFID Frequenz 13.56 MHz
übertragen wird unter Verwendung von wenige cm grossen Loop-Antennen. Als Sender
dient ein 2 Watt Klasse E Verstärker mit einem Wirkungsgrad von über 80%. Sender und
Antennen müssen optimiert aufeinander abgestimmt sein. Dann lassen sich z.B. Sensoren
mit einem Verbrauch von 200 mW in 10 mm Abstand speisen. Der Artikel zeigt, wie man
Sender und Antennen entwirft und praktisch aufeinander abstimmt. Solche induktive
Kopplungen sind in der Praxis als Schwingkreise mit hohen Güte ausgeführt und haben
daher den Nachteil, dass sie schmalbandig sind und daher nur für eine Übertragung mit
niedriger Datenrate verwendbar sind. Deshalb wird im vorliegenden System neben dem
Sensor auch ein Funkchip im 2.4 GHz Band mitversorgt, der die Datenübertragung über
eine kapazitive Kopplung mit 1 MBit/s oder mehr besorgt. Moderne Funkchips haben heute
einen Protokoll-Controller on Chip und benötigten weniger als 50 mW Leistung. Sie können
daher als Erweiterung des passiven Sensors betrachtet werden. Die kleine kapazitive
Antenne lässt sich in den induktiven Loop integrieren und besitzt eine grössere Reichweite
als die berührungslose Energieversorgung. Sobald die Abfragestation in den Nahbereich
des Sensors gebracht wird, wird der Sensor und der Funkchip mit Energie versorgt,
stabilisiert durch einen DC-DC Wandler. Der Sensor beginnt sofort seine Messungen
auszuführen und die Daten dem Funkchip zur Messwertübertragung zur Verfügung zu
stellen.
Ein Einsatz ist vielen maschinellen Sensoren denkbar, bei denen physikalische
Messgrössen (Temperatur, Druck, Strom...) aus einem abgetrennten oder rotierenden
Bereich gesammelt werden sollen oder dank der hohen Übertragungsrate auch zur
Steuerung des Prozesses benützt werden. Das Verfahren kann auch in der medizinischen
Telemetrie bei Patienten oder Tieren angewendet werden. Ein dritter Bereich umfasst die
periodische Abfrage von Sensoren in oder hinter baulichen Strukturen (Wände,
Fahrbahnbelag, Hochspannungsbereiche…).
Anwendungsbeispiel
Bei einigen medizinischen Geräten ist es wichtig, dass sie einfach desinfizierbar sind und
deshalb hermetisch geschlossen konzipiert werden. Für den Betrieb im
Datensammelmodus werden die Messgeräte mit Energie versorgt, wobei nur eine induktive
Kopplung ohne Datenfunk notwendig ist. Wichtig ist ein möglichst gute Effizienz in der
Energieübertragung um die Versorgungsbatterie des Lesegerätes zu schonen.
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Müssen die angesammelten Daten irgendwann ausgelesen werden, zum Beispiel beim Arzt,
so kommt ein baugleicher Koppler mit zusätzlichem Dateninterface zum Einsatz.
Üblicherweise werden die Daten mit der aus der RFID Technik bekannten BackscatterModulation übertragen [Fink]. Die Datenraten dabei sind aber systembedingt gering.
Alternativ kann die Datenübertragung mittels Funk oder optisch realisiert werden. Letzteres
ist jedoch wegen Verschmutzungsgefahr oft nicht vorteilhaft. Bei Funk kann anstelle einer
Antenne eine einfache kapazitive Kopplung über dieselbe Distanz wie für die Energie
entsprechend Fig. 1 eingerichtet werden.
Fig. 1: Power: Induktive Kopplung, Daten: Kapazitive Kopplung
Energie lässt sich effizient bezüglich Leistung und Baugrösse nur über Schleifringe oder
Magnetfelder übertragen. Unpraktisch sind niederfrequente Lösungen, welche
Ferritmaterialen benötigen um ein genügendes Magnetfeld zu erzeugen und uninteressant
sind die Kosten zur Herstellung von Spulen mit hoher Windungszahl. Bei höheren
Frequenzen ist es notwendig die Abstrahlrichtlinien einzuhalten und man muss deshalb auf
geeignete lizenzfreie Funkbänder ausweichen, wie etwa das 13.56 MHz Band, welches
auch aus dem RFID Bereich bestens bekannt ist [Fink]. Dafür kann mit einfachen auf PCB
gedruckten Spulen gearbeitet werden. Höhere Frequenzen als 20 MHz eignen sich
wiederum nicht, wegen der hohen Absorption durch Materialien, z.B. bei Implantaten.
Es wird deshalb im Folgenden für die Energie mit induktiver Kopplung bei 13.56 MHz und
für die Daten mit kapazitiver Kopplung bei 2400 MHz gearbeitet.
Dimensionierung der induktiven Kopplung
Die grösste Schwierigkeit beim Systementwurf bereitet die effiziente Leistungskopplung
über eine vorgegebene Distanz. Der Kopplungskoeffizient beträgt für grössere Spaltbreiten
zwischen den beiden Systemteilen schnell einmal nur noch einige % oder weniger [Fink].
Daran lässt sich leider bei gegebener Geometrie nichts ändern. Einzig bei der Senderstufe
kann auf einen hohen Wirkungsgrad hingearbeitet werden und ein Klasse E Verstärker zum
Einsatz gebracht werden. Aus der Erfahrung mit Transformern erwartet man eine stattliche
Anzahl Windungen als Optimum, um genügend Spannung auf der Sekundärseite zu
erzeugen. Induktive Kopplungen bei HF werden aber ganz anders ausgelegt. Man bedient
sich der Technik der Resonanzkreise. Die Versorgungsquelle vS (Klasse E Endstufe) in Fig.
2 besitzt einen Ausgangswiderstand von 50 Ω. Die primäre Spule (Induktivität L1) mit N1
Windungen und Verlustwiderstand R1 (f(Querschnitt, Länge, Skintiefe)) wird mit Hilfe eines
Anpassnetzwerkes bei der Resonanzfrequenz 13.56 MHz auf 50 Ω angepasst.
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Im Sensor wird die Empfangsspule (Induktivität L2) mit C2 in Parallelresonanz abgestimmt.
Es lässt sich zeigen, dass dann die Spannung vL über der Last dem Produkt der induzierten
Spannung v2 mal der Schwingkreisgüte Q2 entspricht. Die induzierte Spannung durch das
Magnetfeld H(x) und die Gegeninduktivität M(x) sind proportional zu N2 und es gelten
folgende Beziehungen:
v 2 = µ 0 ⋅ ω ⋅ N 2 ⋅ A2 ⋅ H ( x ) = ω ⋅ M ( x ) ⋅ i1 ;
vL = v 2 ⋅ Q2
(1)
In (1) entspricht A2 der Fläche der Spule L2 und N2 deren Windungszahl. Um die Übersicht
zu wahren gehe man im Folgenden von einer vorgegeben Baugrösse für die Applikation aus
(Fig. 3, Radius 10 mm), so dass vL nur durch N2 und Q2 beeinflussbar ist.
R2 stellt die Verluste der Induktivität L2 dar welche ungefähr proportional zu N2 sind.
Fig. 2: Ersatzbild einer induktiven Kopplung
Wie soll nun L2 dimensioniert werden, wie viele Windungen sollen es sein?
Die Antwort ist viel Schwieriger als man denkt.
RL ist durch den Verbraucher gegeben, ebenso C2 für die Erzeugung der Resonanz sobald
L2 einmal fixiert ist. Es treten gewissermassen 2 Güteanteile im Sensorkreis auf: Einer aus
L2 und R2 in Serie (QR2 ) und einer aus L2 und RL parallel (QRL).
Es gilt ungefähr (siehe auch Kasten Serie-Parallel-Wandlung im Schwingkreis):
 ω ⋅ L2
1
R2   1
1
 = 
=  0
+
+
Q2  RL
ω0 ⋅ L2   QRL QR 2



(2)
Möchte man den unnützen Verlust in R2 minimieren und Q2 gross werden lassen, so dass
vL in (1) gross wird, dann muss interessanterweise neben R2 auch L2 klein gemacht
werden. Andrerseits soll die Gegeninduktivität M(x) welche proportional zur Windungszahl
N2 ist gross sein um v2 gross zu machen.
Für niederohmige Lasten wird die Güte hauptsächlich durch RL bestimmt:
1  1
≈
Q 2  QRL
  ω 0 ⋅ L2 
 = 

  RL 
(3)
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Da L2 proportional zum Quadrat von N2 ist, dominiert Q2 den Einfluss von M(x). Für
niederohmige Lasten RL soll also N2 minimal werden, das heisst theoretisch nur eine
einzige Windung betragen. In der Praxis ist aber R2 nicht beliebig klein realisierbar und
beginnt nach (2) auf Q2 Einfluss zu nehmen, insbesondere wenn L2 sehr klein wird. Für
eine Einzelwindung mit Radius 10 mm werden gerade noch ≈ 40 nH gemessen mit einem
Q2 von ≈ 30. Es ist dann bei kleinen Geometrien N2 = 2 oder 3 oft die optimalere Lösung.
Wird die Koppelstrecke in Metall eingebettet, so ist auch mit den Wirbelstromverlusten zu
rechnen. In diesem Fall steigt R2 unabhängig von L2. L2 muss nun für ein ansprechendes
Q2 ebenfalls erhöht werden.
Man kann auch theoretisch zeigen [Theodoridis], dass N2 dem aufgerundeten Wert von (4)
entsprechen soll um maximale Spannung an RL zu erhalten:
N2 = 3
2 ⋅ R 20 ⋅ RL
ω 02 ⋅ L20 2
(4)
Hierbei sind für R20 und L20 die Ersatzwerte für eine Einzelwindung der geplanten
Spulenbaugrösse einzusetzen. Im Grössebeispiel nach Fig. 3 misst man:
L20 ≈ 40 nH, R20 ≈ 0.14 Ω. Für RL = 300 Ω ergibt sich N2 = 2. Dies scheint im Einklang mit
obigen Überlegungen.
Könnte man nun einfach mit einer kleineren Baugrösse etwas verbessern?
Nein, denn die Abnahme von R20 und L20 (hier beide proportional zum Spulenradius, siehe
Kasten Abhängigkeiten)) wird mehr als kompensiert durch die verringerte Gegeninduktivität
M(x), welche proportional zur Spulenfläche A2 abnimmt. Nur eine grössere und damit oft
unpraktische Baugrösse würde die Reichweite verbessern.
Für RFID Etiketten liegt übrigens RL im Bereich von 10 kΩ und mehr, so dass bei
Kreditkartengrösse N2 typisch 4…6 wird.
Fig.3: Induktivität L2 mit N2 = 1 bzw. N2 = 3 inklusive C2 und Gleichrichter,
Es stellt sich genau so die Frage, wie man auf der Seite von L1 zu optimieren hat. In Fig. 2
setzt sich Rs aus dem Verlustwiderstand R1 der Induktivität L1 dar und in Serie dazu den
auf die Primärseite transformierte Lastwiderstand RT des Sensors. In Abwesenheit des
Sensors ist Rs = R1. Rs wird durch ein frequenzselektives Anpassnetzwerk auf 50 Ω
gebracht, welches sich zusammen mit L1 wie ein Serieschwingkreis verhält. Möchte man
einen grossen Distanzbereich möglichst unabhängig von der Verstimmungen des
Schwingkreises nutzen, so sollte der von L1 herrührende Teil R1 gegenüber RT dominieren.
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Man kann dies erreichen, indem an die Induktivität mit entsprechend dünnem Querschnitt
fertigt.
Das Anpassnetzwerk kann mit rein kapazitiven Elementen realisiert werden. Die gängigste
Anpassschaltung mit minimaler Anzahl Bauteile ist das Cp-Cs Glied nach Fig. 4. Bei der
Resonanzfrequenz wird Rs auf 50 Ω transformiert. Das Anpassen der sehr niederohmigen
Last Rs auf 50 Ω ist sehr toleranzempfindlich, so das man hohe Güten vermeiden sollte.
Fig.4 Anpassnetzwerk für Antenne auf Lesegerätseite
Fig.5: Smith Chart Anpassung mit L1 = 270 nH, Cp = 438 pF, Cs = 78 pF
links Rs = 1Ω, rechts Rs = 0.5Ω
Wie Fig. 5 zeigt, würde durch eine Distanzänderung und damit Änderung von Rs als Folge
des variablen RT, der Klasse E-Verstärker eine verstimmte Last vorfinden. Des weiteren
würde die Güte des Primärkreises durch die Distanz stark beeinflusst und damit die
Empfindlichkeit auf die C2 Toleranz stark gesteigert. Die Güte Q1 nach (5) im primären
Kreis sollte zudem nicht zu hoch sein, da sonst die C-Werte in der Praxis schwierig
abzugleichen sind.
Q1 =
ω0 ⋅ L1
R1 + RT
(5)
Auf den ersten Blick möchte man wie bei Transformatoren L1 gross machen um eine grosse
Gegeninduktivität, bzw. H-Feldstärke zu erhalten. Damit steigt aber R1 proportional N1 und
RT proportional zum Quadrat von N1 (siehe Kasten Abhängigkeiten). Dies führt bei fester
Leistung P zu einer Reduktion des Stromes i1, was die Erhöhung der Gegeninduktivität
neutralisiert. Im Fall von RT > R1 würde eine Erhöhung der Windungszahl über N1 = 1 auf
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der Lesegeräteseite also gar einen Verlust bringen. Im Fall R1 > RT überwiegt die
Forderung nach Kleinhaltung der Güte Q1, man müsste also R1 proportional N1 erhöhen.
Dies bringt bei fester Sendeleistung P aber keinen Gewinn, so dass man besser L1
möglichst klein macht, also theoretisch gesehen bei der Wahl N1 = 1 bleibt.
Anders betrachtet nach (6): Hält man Q1, P und L10 fest, so ist das Produkt N1·i1 fest und
die induzierte Spannung v2 nach (1) bleibt unverändert.
2
P = i1 ⋅ Rs =
ω 0 ⋅ L1 ⋅ i1 2
Q1
=
ω 0 ⋅ L10 ⋅ N1 2 ⋅ i1 2
Q1
(6)
Ein kleines N1 hat zudem den Vorteil, dass die Spannung über der Induktivität nicht allzu
gross wird. Einer der Gründe N1 in der Praxis auf 2..3 Windungen zu erhöhen ist wiederum
dann gegeben, wenn R1 künstlich oder durch Wirbelstromverluste erhöht wird. Die dadurch
verursachte Gütereduktion kann so wieder teilweise wettgemacht werden. Kreisgüten
zwischen 10 und 20 haben sich in der Praxis als optimal erwiesen. Bei kleinen
Spulengrössen wird L1 zudem so klein, dass die Impedanz zu niederohmig wird (< 100 nH)
um praktikable Werte für Cs und Cp zu erhalten. Für die Spule (Bauform nach Fig.3) wurde
im Testaufbau bei einem Spulenradius von 10 mm deshalb anstelle N1 = 1 ( L1 = 40 nH)
N1 = 3 gewählt (L1 = 290 nH).
ω0 ⋅ L
Serieschwingkreis
Qs =
Umwandlung
Rp ≈ Rs ⋅ Q 2
Rs
Rp
Parallelschwingkreis Qp =
ω0 ⋅ L
Kasten: Serie-Parallel Wandlung im Schwingkreis
Element
R1, R2
R10, R20
L1, L2
L10, L20
M(x)
RT
Spulenradius
~r
~r
~r
~r
~r2
-
Windungszahl
~N
~N2
~N1·N2
~N2
Kasten: Abhängigkeiten
Im Testaufbau wurde für verschiedene Windungszahlen und Geometrien die Reichweite
untersucht, immer mit 2 W Eingangsleistung und für 200 mW Sensorleistung. Die
exemplarisch aufgebauten induktiven Kopplungen weisen mit je 3 Windungen die besten
Resultate auf. Das Anpassnetzerk wurde einmal auf eine Distanz des Sensors von d = 4
mm und einmal auf d = 8 mm abgeglichen. Wie Fig. 6 zeigt wurde für d = 8 mm ein
Distanzbereich von d = 2 mm bis 10 mm gemessen. Während am oberen Ende die
magentische Feldstärke rasch zu gering wird, so ist am unteren Ende der Einfluss des
transformierten äquivalenten Widerstandes des Sensors und die kapazitive Verstimmung
störend.
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Die maximal erreichbare Distanz kann auch mit einfachen Formeln grob (siehe Kasten
Vereinfachte Abschätzung) bestimmt werden. Man erhält dann d max = 15 mm.
Leistungsmessung
30.00
Empfangsseitige Leistung in dBm
25.00
20.00
4 mm
8 mm
15.00
0.2 W
10.00
5.00
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
Distanz d in mm
Fig. 6: Erreichbare Distanz für Design mit N1 = 3, N2 = 3 und Spulenradius 10 mm
Kasten:
Abschätzung mit Beispiel für Sensor mit Spannung 8 V an 300 Ω Last (P ≈ 200 mW).
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Ein grösserer Spulendurchmesser kann bei gleicher Eingangsleistung mehr Reichweite
bringen. Es darf dann aber immer entsprechend dem Zuwachs in der Induktivität auch der
Widerstand R1 nur linear mitwachsen, so dass die Güteverhältnisse gewahrt bleiben. Eine
Optimierung ist durch entsprechende Anpassung der Leiterbahnbreite zu erreichen.
Fazit: Während im Sensor eine hohe Güte anzustreben ist, ist bei Lesegerät umgekehrt eine
niedrige Güte von Vorteil. Beides führt für Sensoren mit grossem Stromverbrauch
theoretisch zu je 1 Windung für die induktiven Antennen. Praktische Gründe zwingen bei
kleinen Antennen zu einer Erhöhung auf 2..3 Windungen.
Design Klasse E Verstärker
Die Erzeugung des 13.56 MHz Leistungssignals zur drahtlosen Speisung des Sensors soll
mit hohem Wirkungsgrad erfolgen. Es wird nur ein unmoduliertes Trägersignal benötigt, da
ja der Datenaustausch über den Funklink erfolgt. Am effizientesten ist ein Klasse E
Verstärker nach Fig. 7, bei dem eine einfache Schaltstufe mit FET auf einen
Serieresonanzkreis arbeitet. Dessen Spannung gelangt Tiefpass gefiltert und Impedanz
transformiert zur 50 Ω Last. Wichtig ist das Schliessen und Öffnen zum richtigen Zeitpunkt,
so dass die Schaltverluste minimiert werden. Der FET darf zu keinem Zeitpunkt hohe
Ströme bei gleichzeitig hoher Spannung führen. Berechnung und Abgleich sind zu einem
grossen Teil empirisch anmutend und in [Sokal] ausführlich beschrieben. Am Drain können
Spitzenspannungen bis nahe dem 4 fachen der Versorgung Vcc auftreten, der FET ist
entsprechend spannungsfest zu wählen. Ferner muss dafür gesorgt werden, dass der FET
schnell genug über einen geeigneten Gate Driver Baustein umgeladen werden kann.
Die Gatekapazität des FET (z.B. IRF 510 von Intersil) sollte einige 100 pF nicht
überschreiten um sie entsprechend rasch mit 13.56 MHz umladen zu können.
Folgende Grössen lassen sich vorgeben für das Design:
• Schwingkreis Güte, optimal 4..10
• Frequenz 13.56 MHz (erlaubtes Frequenzband)
• Speisespannung VCC z.B. 10 V
• Ausgangsleistung z.B. 2 W
• Lastimpedanz z.B. 50 Ω
• RF Choke L1: 10…100 mal den nicht transformierten Lastwiderstand R der Stufe
• Wirkungsgrad: realistisch 80%...90%
Fig.7: Blockdiagramm Klasse E Verstärker mit Anpassung an 50 Ω Last
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Element
Wert
L3
2.2 µH
L4
einstellbar, 578 nH bis 950 nH
C5
220 pF
C6
330 pF
C7
470 pF
T1
IRF510S
Wertetabelle Klasse E
Die Parallelkapazität C7 am Ausgang dient zusammen mit einem Anteil von L4 zur
Impedanztransformation auf 50 Ω. Man könnte das Anpassnetzwerk der induktiven
Kopplung theoretisch mit dem Netzwerk des Klasse E Verstärkers verrechnen. Es ist jedoch
vorteilhaft ein 50 Ω Interface zu haben, da sich der Koppler oft etwas abgesetzt von der
übrigen Elektronik befindet.
In [Sokal] wird auch eine Abgleichprozedur beschrieben.
Für den Verstärker mit den obigen Beispielzahlen wurden die Bestückung gemäss
Wertetabelle Klasse E erhalten. Die dimensionierte Schaltung erreichte danach im
Testaufbau tatsächlich eine Leistungsabgabe von 2 W an 50 Ω bei einem Wirkungsgrad von
80%.
Der Daten Link
Aus der RFID Technik ist bekannt, dass man den Energieträger mit Daten modulieren kann,
sowohl auf dem Weg vom Lesegerät zum Sensor wie durch Backscatter Modulation auf
dem Rückweg. Wegen den relativ hohen Güten in den Schwingkreisen, kann aber die
Datenrate nicht allzu gross gewählt werden, insbesondere dann nicht, wenn eine
Subträgermodulation angewendet wird (Fink). Es können dann vielleicht 100 kbps
übertragen werden.
Je nach Verbindungsdauer und Datenmenge des Sensors ist dies nicht ausreichend. In
diesem Fall wird für den Datenaustausch ein Funklink im ISM Band 2.4 GHz vorgeschlagen.
Seine Datenrate liegen im Bereich von Mbps.
Fig.8: Blockschaltbild Nordic nRF24L01+
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Als Beispiel überzeugt der komplette Transceiver von Nordic nRF24L01+, dessen Blockbild
in Fig. 8 dargestellt ist, mit einem Stromverbrauch von max. 14 mA bei 3 V und einer
Datenrate bis 2 Mbps im Burst Mode. Die Zahl externer Bauelemente ist mit einem Quarz
und einem Dutzend passiver Komponenten extrem gering. Werden die Daten wie die
Energie ebenfalls nur über einen kurzen Spalt übertragen, so genügt es eine kapazitive
Kopplung nach Fig. 1 an den differentiellen Antennenausgängen des Transceivers (Fig. 8)
anzubringen.
Für mindestens einen der Antennenanschlüsse wird eine kleine kapazitive Platte auf
demselben Substrat angebracht, auf dem bereits die induktive Kopplung aufgedruckt ist.
Diese bilden mit dem Gegenstück 1 oder 2 Kondensatoren, welche eine Kopplung des
Signals erbringen. Wegen der hohen Empfindlichkeit der Funkbausteine genügt die
geringste Menge an Sendeenergie und der Sender kann zudem mit minimaler Leistung
betrieben werden. In Fig. 3 ist die kapazitive Kopplung als äusserer Ring mit Spalt zu sehen,
wegen der geringen Distanz für nur einen genutzten Antennenausgang konzipiert. Für
rotierende Applikationen empfiehlt sich eine differentielle Lösung mit einer Punktfläche in
der Mitte und einer Kreisbahn aussen zu verwenden.
In einem Testaufbau, aus elektromagnetisch nicht störendem Holz gefertigt, wurden die
gezeigten Baugruppen aufgebaut, optimiert und ausgemessen. Fig. 10 zeigt die
Koppelstrecke, den Klasse E Verstärker, die runden Funklink Module und den Sensor.
Sensor und Funklink verbrauchen zusammen 200 mW. Die erreichte Distanz beim
Optimum N1 = N2 = 3 ist identisch mit Fig. 6.
Fig. 9 : Testaufbau zur Verifizierung der passiven Sensor Anwendung
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Ausblick
Die Überlegungen lassen sich auch für Anwendungen, welche weniger Leistung benötigen
oder grössere Antennen ermöglichen benutzen. Grundsätzlich ist aber immer zu beachten,
dass das magnetische Feld mit der dritten Potenz zur Distanz abnimmt, weil man sich im
Nahfeld befindet. Die Reichweitenzunahme ist also nur moderat. Als Erfahrungswert kann
man grob sagen, dass man ein bis 2 mal den Radius der Sendeantenne an Distanz
überwinden kann.
Dieselbe Technik kann in vielen Anwendungen eingesetzt werden in denen bisher
Schleifringe verwendet werden. Hohe Datenraten erlauben entweder den zügigen
Austausch von grossen Datenmengen oder das Übertragen einer Datenmenge in kürzester
Zeit, während der zum Beispiel ein Kontakt mit dem Lesegerät möglich ist.
Es wäre auch möglich passive NFC Anwendungen zu realisieren, bei denen Daten von oder
zu einem passiven Sensor gebracht werden.
Weitere interessante Applikationen finden sich für semi-aktive Sensoren, welche eine kleine
Batterie für seltene periodische Messwerterfasssung besitzen, jedoch für Dauerbetrieb,
Service und Datenaustausch mit einem wie oben beschriebenen System an die
Abfragestation angekoppelt werden.
Dieser Artikel wurde auch in der Online Fachzeitschrift elektroniknet.de (WEKA Verlag)
publiziert am 24.7.2010:
http://www.elektroniknet.de/automation/technik-knowhow/feldebene/article/28383/0/Drahtlos_versorgt_und_abgefragt/
Literturverzeichnis:
http://www.nordicsemi.com/index.cfm?obj=product&act=display&pro=94
[Sokal]
Class-E RF Power Amplifier, Nathan O. Sokal, Zeitschrift QEX, Jan/Feb.2001, Seite 9-20,
www.arrl.org/tis/info/pdf/010102qex009.pdf
[Theodoridis]
Distant Energy Transfer for Artificial Human Implants, Michael P. Theodoridis, IEEE
TRANSACTIONS ON BIOMEDICAL ENGINEERING, VOL. 52, NO. 11, NOVEMBER 2005,
Seite 1931-38
[Fink]
RFID Handbuch, Klaus Finkenzeller, Carl Hanser Verlag, 4. Aufl. 2008, ISBN-10: 3-44641200-X
Kontakt:
Prof. Roland Küng, ZSN, Technikumstrasse 9 , 8400 Winterthur, Schweiz
mailto:roland.kueng@zhaw.ch
http://www.zsn.zhaw.ch/
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