3. Transistoren

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3. Transistoren

3. Transistoren: Typen, Beschreibung und Funktionen
Bipolar-Transistoren
Homogene pn-Übergänge (Bipolartransistor, BJT)
Heterostrukturen (Hetero-Bipolartransistor, HBT)
Feldeffekt-Transistoren (unipolar)
Homogene Kanäle (Feldeffekttransistor, FET)
Heterostrukturen (HFET, HEMT, ...)
Transistor-Schaltungen
Entwurfsziele: Bandbreite, Leistung, Linearität
3. Transistoren
Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik
www.tu-ilmenau.de/hmt
Seit 1961
Schaltungen und Bausteine der HMT
Prof. Dr. M. Hein Seite 1
WS 2016/2017
Bipolar-Transistoren
Zwei anschließende pn-Übergänge mit gemeinsamer Mittelschicht
npn gegenüber pnp bevorzugt (Beweglichkeit der Majoritätsträger)
• Beschaltung für Normalbetrieb (Basisschaltung)
BE-Diode schwach in Durchlassrichtung,
E
BC-Diode stark in Sperrrichtung
• Dotierung für Normalbetrieb
B viel schwächer dotiert als E und C
• Diffusion von Elektronen („feldfrei“) E  B  C
• Hohe Stromausbeute  kleine Ausdehnung db
• Basisbahnwiderstand Rb ~ 1/Dotierung
n
p
n
C
B
• Hohe Frequenzen
Kleine Kapazitäten => kleine E- und C-Flächen
• Geometrie
• Technologie (Diffusion, Epitaxie, Ionenimplantation)
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Dotierungsprofil eines Hochfrequenz-Bipolartransistors
• E hochdotiert und dünn
• Übergang zu B nahezu abrupt
• B nahe E hoch dotiert, Gefälle Richtung C
• Nb(0)  Ne/100
• Profil "kippt" Bandkanten (inneres Feld)
• Driftfeld beschleunigt Ladungstransfer
• Kollektorsperrschicht möglichst bis an n+
• Emitterweite im m-Bereich
• Basisdicke db  0.1 m (kritisch)
• NBdb > NCdc, damit C-Sperrschicht nicht
bis E durchgreift
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BJT: Aufbau
Vgl. Skript „Halbleiterbauelemente“, Prof. Andreas Schenk,
http://www.iis.ee.ethz.ch/~schenk/BE.html
Prozessoptimierung bezüglich
•
•
•
•
hoher Verstärkung,
niedriger Rauschzahl,
hoher Betriebsfrequenzen
hoher Leistung
HF-Elektronik, Prof. Dr. Solbach, GMU Duisburg
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Ströme in Bipolartransistoren
Doppelter pn-Übergang (Ebers-Moll-Gleichungen, zwei Shockley-Terme)
Verschiedene Betriebsarten: normal, invers, Sperr, Durchlass
.
E
Gleichstromübertragungsfaktor
A1
(Emitterergiebigkeit,
Emitterwirkungsgrad)
Ersatzschaltbild Normalbetrieb (statisch)
Aufgabe 6
UEB < 0 und
UCB uT
Betriebseigenschaften durch uT stark temperaturabhängig!
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Kennlinienfelder (BJT)
1. Eingang: IB(UBE) @ UCE
3. Stromübertragung: IC(IB) @ UCE
2. Ausgang: IC(UCE) @ IB
4. Rückwirkung: UBE(UCE) @ IB
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Aussteuerbereich (BJT)
Grundlage für ArbeitspunktEinstellung und Schaltungsdimensionierung
1 – Kollektorrestspannung
2 – Kollektor-Emitter-Reststrom
3 – Maximaler Kollektorstrom
4 – Maximales UCE (Durchbruch)
5 – Maximale Verlustwärme ~ ICUCE
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HF-Kleinsignalbeschreibung (Basisschaltung)
AFIE
E
IE
IC
IB
C
IC0
B
HF-Stromübertragungsfaktor
Wechselstrom-Kleinsignal-ESB
• Differentielle Elemente
Tiefpass-Verhalten mit
Grenzfrequenz f
• Physikalisch berechenbar
• Innere Wirkungsweise
• f-abhängige Stromverstärkung
• Elementewerte AP-abhängig
Laufzeiteffekte im Basisraum
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Grenzfrequenzen (Emitterschaltung)
Giacoletto (gültig bis f/2)
Transitfrequenz ( || = 1)
fT beschreibt „unity-gain bandwidth“
fT  f  02  1  f /(1  0 )  f
Maximale Schwingfrequenz fmax:
G = 1 (f2max ~ f/B‘C, fmax > fT)
Stromübertragungsfaktor
0
(f )
(f )  rB 'E gm 

1  (f ) 1  j  f / f
f  f  (1  0 )
Seit 1961
10
3

0
2
f

10
1
10
0
Aufgabe 7
Messbare Dreitor-Eigenschaften des äußeren Transistors; -Schaltung mit Minimalzahl von Elementen
Stromverstärkung , 
10

0
f

-1
10
0
10
10
1
2
3
10
10
10
Frequenz f [Hz]
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4
5
10
10
6
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Mikrowellen-Bipolartransistoren
Anforderungen an kurze Laufzeiten
1. Kleine E-Fläche (kurze Ladezeiten)
2. Kleine B-Dicke (kurze Laufzeiten,  100 nm)
3. Optimale C-Raumladungszone (kurze Laufzeiten  kleine Kapazität)
4. Kleine B-Fläche (geringe Verluste, Rückwirkung, Ausgangsadmittanz)
Gleichzeitig möglichst viele Kriterien erfüllen: hohe Ansprüche an
BE-Entwurf und Technologien (Mikrostrukturen, hohe Stromdichten)
Rauschzahl
Frequenzabhängigkeit durch GU
Streuparameter
Wärme (B), Schrot (E); Stromvertlg
(B-Rekombination)
ESB von Giacoletto oder numerische Modelle
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Heterobipolartransistoren (HBT)
Lösungsansatz
Problem (Bezug: BJT)
InD
E
Energiebarriere für Löcherinjektion B-E
C
Irekomb
IpD
B
A  In / (In + Ip) = 1 / (1 + Ip/In) < 1
Vorteil HBT
Geringe B-Dotierung
In/Ip ~ nE/pB · eWv/kT
Erhöhter Bahnwiderstand
 Höhere B-Dotierung (Rb)
 Kleinere E-Dotierung (CE)
z.B. AlGaAs/GaAs
 Größere Stromverstärkung ()
InGaP/GaAs, InP/InGaAs
 Höhere Grenzfrequenzen
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HBT: Beispielrealisierungen
GaAs/GaInP Leistungs-HBT
für die Mobilkommunikation
E
B
C
2 m
Ferdinand-Braun-Institut für Höchstfrequenztechnik, Berlin.
www.fbh-berlin.de/deutsch/techn_trans.htm
P. Kurpas et al., IEEE MTT-S Microwave Symposium Digest
2001, pp. 633-636; copyright bei IEEE.
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HBT-Leistungsmerkmale
1 kW·GHz2
F. Schwierz and J.J. Liou
Modern Microwave Transistors – Theory, Design, and Performance, Wiley-Interscience, 2003
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Feldeffekt-Transistoren (unipolare Transistoren)
Stromsteuerung durch Spannung senkrecht zum Ladungsfluss
Ideen seit 1925 (technologische Realisierung erst um 1950)
S
G
D
S Source // G Gate // D Drain
Metall
Nur Majoritätsträger beteiligt
n+
n+
 Keine Diffusionsträgheit!
n
Kanal
Semiisolierendes GaAs
Steuerstrecken (gate-source)
• pn, MIS, MOS, MeS (Schottky)
• Homogen (FET) oder heterogen (HFET)
• n- oder p-leitend
• Selbstsperrend oder selbstleitend
(normally off, normally on)
• Anreicherungs- oder Verarmungsbetrieb
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Feldeffekt-Transistoren: Der Kanal
S
G
D
G
ws
Metall
Sperrschicht
w
Ug(x)
+
n
+
n
n
Kanal
d
wd
U
S
D
Kanal
x=0
x=L
• Raumladungszone verbreitert sich von S nach D durch
Spannungsabfall entlang des Kanals
• Mit zunehmender G-Spannung verringert sich D-Strom wegen
zunehmender Kanal-Abschnürung
• Ladungsträgergeschwindigkeit nimmt mit Einschnürung bis zur
Sättigungsdriftgeschwindigkeit zu
• Pinch-off-Spannung Up: Kanal völlig abgeschnürt
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Kennlinienfelder (FET)
Übertragungskennlinien ID(UGS)
0.5
UDS UGS – Up:
Steuerbarer Einschaltwiderstand
0.4
U /U =
p
-0.2
-0.1
0
Drain-Strom I/G U
S
GS
Sättigung: Konstantstromquelle
0.3
0
0.2
0.1
0.1
0.2
0
0
0.2
0.4
0.6
0.8
Drain-Spannung U /U
Ausgangskennlinien ID(UDS) @ UGS
DS
1
p
„Sättigungskurven“; bei allen FET-Typen ähnlich (Einschnürung)
Negativer Temperaturkoeffizient; thermisch stabil
Aussteuerbereich
Maximalströme, -spannungen  Kompromiss Verstärkung – Aussteuerung
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HF-Kleinsignalbeschreibung (S-Schaltung, gültig bis etwa fT/3)
Steilheit
S0 durch Driftsättigung begrenzt
ESB reflektiert physikalische Eigenschaften
CFY 10: cGS=0.45 pF, cGD=0.03 pF, cDS=0.12 pF
RG=RS=RD=rGS=4.5 , rDS=750 ; S=38 mS, fT=13.4 GHz
Transitfrequenz
Maximale Schwingfrequenz
Steilheit, Rückwirkung 
Entwurfsoptimierung
Kanallaufzeit
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Mikrowellen-FET
Anforderungen: Hohe Steilheit und kurze Laufzeiten
1. Starke Dotierung im Kanal (hohe Leitfähigkeit)
2. Kleine G-Länge (kurze Laufzeiten)
3. Optimierte Kanaldicke (Kanalleitwert steigt mit d  Steilheit begrenzt
bei großen d; Kompromiss L/d ~ 5)
4. Kleine parasitäre Elemente
Aufgabe 8
Gleichzeitige Erfüllung möglichst vieler Kriterien:
Hohe Ansprüche an BE-Entwurf und Technologien
Rauschzahl
Frequenzabhängigkeit durch S(f)
F~f
Hauptsächlich thermisches Rauschen,
das bei tieferen Temperaturen abnimmt
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Dual-Gate-FET
Integrierte Schaltung
Serienschaltung Source – Gate
Anwendungen
D
G2
G1
S
Doppelsteuerung (Tetrode)  Regelbare Verstärker, Mischer, Phasenschieber
Verstärkung (Kaskode)  Verbesserungen bzgl. Gewinn, Stabilität, Rauschen
Verstärkungssteuerung
(z.B. BF1204 Philips)
Dual N-channel
dual-gate MOS-FET
Gain controlled lownoise amplification
VHF / UHF
frequencies
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„High electron mobility“ -Transistoren (HEMT)
• Etwa 10 nm dicker Kanal, zweidimensionales Elektronengas (2DEG)
• Gate-Spannung beeinflusst Lage des Ferminiveaus
• Höhere Beweglichkeit und geringere Rauschzahl als bei homo-FET
S
G
D
n+
n+
Kanal (2DEG)
n-GaxAl1-xAs
GaxAl1-xAs (undotiert)
GaAs (undotiert)
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„High electron mobility“ -Transistoren (HEMT)
Skript „HEMT“, Prof.W.Bächtold, früher ETH-IFH
Seit 1961
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HEMT: Entwicklungsrichtungen (Auswahl)
• InP HEMT 
GaAs mHEMT 
GaAs pHEMT
• Si MOSFET
konkurrenzfähig
(insbes. unter 100 nm)
• fmax  1 THz
(Gatelänge 35 nm)
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PD Dr. F. Schwierz (TU Ilmenau), Oktober 2012
Seit 1961
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Entwicklungsstand ( 2000)
Zinke/Brunswig: HF-Technik Bd. 2
plus Aktualisierungen
1 kW·GHz2
Leistungsverstärkung
Rauschzahl
Ausgangsleistung
InP HEMT
Seit 1961
SiGe HBT
AlGaN/GaN HEMT, SiC MESFET
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Entwicklungsstand (2008)
5 kW·GHz2
1…10 GHz:
Si LDMOS, GaAs (pHEMT, HBT), GaN HEMT
10…100 GHz: GaAs (pHEMT, mHEMT), InP und GaN HEMT
100…1000 GHz: InP HEMT
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PD Dr. F. Schwierz (TU Ilmenau), Tutorial EuMIC 2008
Seit 1961
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Transistor-Schaltungen
Basis für HF-Anwendungen
1. Aktives Element (Leistungsumsetzung) für f < fmax
2. Ein- und Ausgangs-Kennlinien: linearer Bereich vs nichtlinear
Anwendungsfelder (vgl. auch CAD-Übungen)
• Kleinsignalverstärker: Rauscharmut und Leistungsverstärkung
• Selektiv- vs Breitbandverstärker: Frequenzgang, Stabilität, Anpassung
• Leistungsverstärker: Linearität, Wirkungsgrad, maximale Leistung
S-Parameter aussteuerungsabhängig, Nichtlinearitäten
Transistormodelle, geeignete Messverfahren (load-pull)
• Oszillatoren
• Elektronisch schalt- oder steuerbare Elemente (vgl. Diodenschaltungen)
• Mischer
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Breitband-Verstärker (1/3)
Anforderung
Kompensation der frequenzabhängigen Leistungsverstärkung über
Bandbreite
Methoden
Anpassnetzwerke (m/o Verluste, hohes VSWR an unterer Bandgrenze)
Eintaktverstärker mit Einwegleitungen
Einwegleitung
(Isolator)
Verstärker
Eingang
Ausgang
50
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Methoden
Parallelschaltung Verstärker mit Hybriden (Leistungsaufteilung 3 dB  90o)
3-dB-Hybrid
Eingang
1
(ra-rb)/2
(ra+rb)/2
Verstärker
2
ra
3
ta
4
rb
3'
4'
(ta-tb)/2
1' (t +t )/2
a b
2'
tb
Ausgang
50
Vorteile von Parallelschaltungen
•
•
•
•
Transistoren entkoppelt
Kleinere Fehlanpassung (symmetrische Schaltung immer angepasst)
Doppelte Leistung möglich
Flacherer Frequenzgang
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Methoden
Wanderwellen, Kettenverstärker
Synchronbedingung
 e  a
Additive
Leistungsverstärkung

n  Y 21
G
 n  Re Y 22  2 / Z
L

Siehe auch Vorlesungen Hochfrequenztechnik 1 und 2
Seit 1961
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


2
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Siehe auch Vorlesungen
Hochfrequenztechnik 1 und 2
Selektivverstärker
Anforderung
Frequenzselektive Verstärkung, z.B. Hauptselektion
Methoden
Schwingkreise lose angekoppelt (Güte-Belastung, Leistungsanpassung)
Antenne
HF
BP1
V1
BP2
BPn
Vn
Demod
NF
ZF-Verstärker
Antenne
HF
Filter
V
Demod
NF
ZF-Verstärker
Filterdesign: Bandfilter, charakteristische Funktionen
Seit 1961
WS 2016/2017
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Siehe auch Beschreibung in den Vorlesungen
Hochfrequenztechnik 1 und 2
Leistungsverstärker
Anforderung
Möglichst hohe Ausgangsleistung über Betriebsbandbreite ohne
thermische Überlastung oder
BE-Durchbruch
Methoden
Parallelschaltung von Transistoren
(Impedanzniveau sinkt)
Gegentaktanordnung:
Minimierung der 2. Harmonischen
(Wirkungsgrad)
Zahlenbeispiel:
288 Transistoren,
1.3 GHz, 30 kW Puls (Radar)
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Leistungsverstärker: Nichtlinearitäten
Schränken Dynamikbereich und spektrale Reinheit ein:
Kompression (1-dB-Kompressionspunkt)
Blocking, Kreuzmodulation, AM-PM-Umwandlung
Linearisierungsmaßnahmen
http://de.wikipedia.org/wiki/Adjacent_Channel_Power
Harmonischen-Erzeugung und Intermodulation (insbes. 3. Ordnung)
Nachbarkanalstörung (ACPR)
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Steuerbare Reaktanzschaltungen
Eigenschaften
Realisierungsmöglichkeiten
C
R
L
R
Ceff = S·L/R
Ceff = S·RC
R
L
C
R
Leff = S-1·L/R
Dimenisonierung
Rout  , S C 1
Rückwirkungsfrei (C12 = 0)
L eff,0 
RC
Qeff,0  RC 1
S
Mit Rückwirkung (C12 > 0)
L eff  L eff,0 
1
1  ( RC12 )2
Qeff  Qeff,0 
Leff = S-1·RC
Seit 1961
1
1  (R)2 C12 (C  C12 )
WS 2016/2017
S. Loracher, Dissertation, TU Ilmenau, in Bearbeitung (2016)
• RC- oder RL-rückgekoppelte Transistorschaltung (aus Röhrentechnik)
• Elektronisch steuerbar, passiv, reziprok, potentiell hochgütig
• Vielfältige Anwendungen in frequenzselektriven Schaltungen
(Resonatoren, Filter, Oszillatoren)
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Gleichungen
3
NB   Nb (x)dx
0
8
(f )  h21B 
0
1  j  f / f
Re{Z S }
13 PAE 
Pdc
uT
17
S0 
 ID
UGS
Dnb
1
1

d2b 3 rEDc ED
1
Re{YL }  GU (f)
Pout
1

   1    
Pdc
 G
r on
16 I  2I  (1  UGS )  UDS
D
DSS
UP UP
 2
UDS const
r on,0
IDSS
Up
Seit 1961

I C   A FI E  IC0
f   
1
10 F(f)  1  rB'B  2 rB'E    IC 
Pout  Pin

I E  I SE  e UEB /uT  1
In nE
5 I p
p
B
db
31
fmax
2f 
1

4 rB 'Bc B 'C
PIP3  Pa,1dB  10.6 dB
Fkt(f) (1  RG / Rein )2
F(f)  1 

S(f)
RG
 U 
 1/  1  GS 
UP 

S0
S(f ) 
1  j2fs
I D  IDSS  (1 
S0
fT 
2c GS
WS 2016/2017
UGS 2
)
UP
 L 
s ~   
 d
2
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