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Abschlussbericht
zum BMBF-Verbundvorhaben
„Intelligente Energieautarke KUpplungen für fluidische Systeme in Fahrzeugen (IEKU)“
Verbund-Nr.: V3EAAS010
Projektlaufzeit: 01.07.2007 – 30.06.2010
Das Forschungs- und Entwicklungsprojekt wurde mit Mitteln des Bundesministeriums für Bildung und
Forschung (BMBF) innerhalb des Rahmenprogramms „Mikrosysteme“ mit dem thematischen
Schwerpunkt „Energieautarke Mikrosysteme“ gefördert und vom Projektträger VDI/VDE-IT GmbH in
Berlin betreut.
IEKU Abschlussbericht
Verbundpartner
A. Raymond GmbH & Co. KG
Hegenheimerstraße 22
D-79576 Weil am Rhein
AKTIV SENSOR GmbH
Ruhlsdorfer Straße 95
D-14532 Stahnsdorf
GEMAC
Gesellschaft für Mikroelektronikanwendung Chemnitz mbH
Zwickauer Straße 227
D-09116 Chemnitz
Hahn-Schickard-Gesellschaft
Institut für Mikroaufbautechnik HSG-IMAT
Allmandring 9B
D-70569 Stuttgart
Hahn-Schickard-Gesellschaft
Institut für Mikro- und Informationstechnik HSG-IMIT
Wilhelm-Schickard-Straße 10
D-78052 Villingen-Schwennigen
Inhalt
1 Einleitung und Problemstellung des Verbundes .............................................................................. 5 2 Aufteilung der Projektarbeiten im Verbund ...................................................................................... 7 3 Ergebnisse des Verbundprojektes ................................................................................................... 9 3.1 Energieautarker Drucksensor ..................................................................................................... 9 3.1.1 Analyse der Fahrzeug- Vibrationsspektren ....................................................................... 9 3.1.2 IEKU Systemuntersuchungen am Fuellineprüfstand ....................................................... 15 3.2 Energiewandlerbaustein ........................................................................................................... 23 3.2.1 Motivation und Stand der Technik ................................................................................... 23 3.2.2 Umweltanalyse/ Erhebung von Felddaten (Kfz-Vibrationsspektren) ............................... 24 3.2.3 Auslegung/ Systemsimulation.......................................................................................... 31 3.2.4 Zusammenfassung der Simulationsergebnisse............................................................... 34 3.2.5 Experimentelle Verifikation der Modellrechnungen ......................................................... 35 3.2.6 Aufbau und Konstruktion ................................................................................................. 38 3.2.7 Experimentelle Untersuchung der Energiewandler ......................................................... 42 3.2.8 Generatorgehäuse ........................................................................................................... 47 3.2.9 Dimensionierung des Energiespeichers .......................................................................... 62 3.3 Drucksensor ............................................................................................................................. 68 3.3.1 Entwicklung eines medienkompatiblen piezoresistiven Drucksensorelements............... 68 3.4 Microcontroller .......................................................................................................................... 77 3.4.1 System ............................................................................................................................. 77 3.5 Funkmodul ................................................................................................................................ 83 3.5.1 Konzeption zur Funkübertragung im KFZ........................................................................ 83 3.5.2 RF-Antenne...................................................................................................................... 84 3.5.3 Standards zur Funkübertragung in Fahrzeugen .............................................................. 84 3.5.4 EMV-Qualifizierung .......................................................................................................... 85 3.5.5 Energiemanagement ....................................................................................................... 85 3.5.6 Erster Funktionsdemonstrator ......................................................................................... 91 3.5.7 Messung Energiebedarf................................................................................................... 97 3.6 Aufbau- und Verbindungstechnik ........................................................................................... 114 3
3.6.1 Packagingkonzepte für die IEKU-Systemlösung ........................................................... 114 3.6.2 Packagekonzepte AVT .................................................................................................. 119 3.6.3 Simulation Formfüllverhalten ......................................................................................... 125 3.6.4 Entwurf einer DaisyChain .............................................................................................. 131 3.6.5 Erste Packaging-Demonstratoren.................................................................................. 134 3.6.6 Aufbauvarianten ............................................................................................................. 135 3.6.7 Systemdemonstratoren als MID-Trichter (erste Aufbauvariante) .................................. 149 3.6.8 Zweiter Systemdemonstrator (Flex) & Energiespeicher ............................................... 155 3.6.9 Konzeption der ASIC-Anwendung ................................................................................. 162 3.7 Montagesensor ....................................................................................................................... 164 3.7.1 Motivation und Stand der Technik ................................................................................. 164 3.7.2 Konzeption von möglichen Wirkprinzipien für den Montagesensor............................... 165 3.7.3 Bewertung der Sensorprinzipien.................................................................................... 170 3.7.4 Möglichkeiten der drahtlosen Informationsübertragung ................................................ 171 3.7.5 Vorversuche zur Umsetzung des Montagesensors ....................................................... 174 3.7.6 Simulationen und Berechnungen zum Schwingkreis .................................................... 176 3.7.7 Konstruktion eines integrierbaren Sensors.................................................................... 180 3.7.8 Hybride Aufbauvarianten ............................................................................................... 206 3.7.9 Weiterführende Arbeiten am Montagesensor ................................................................ 210 4 Zusammenfassung ....................................................................................................................... 250 5 Veröffentlichung der Ergebnisse .................................................................................................. 251 6 Verwertung der Ergebnisse .......................................................................................................... 252 7 Literaturverzeichnis ...................................................................................................................... 255 8 Abbildungsverzeichnis.................................................................................................................. 256 9 Tabellenverzeichnis...................................................................................................................... 267 4
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Einleitung und Problemstellung des Verbundes
Steigende Treibstoffpreise, CO2-abhängige Mehrkosten für Fahrzeugnutzer, kleinere Absatzzahlen
und der daraus resultierende Zwang zur Kostensenkung fordern OEM- und Zulieferbetriebe heute in
besonderem Maße. Aus dem Zwang den Flottenverbrauch zu reduzieren, haben inzwischen alle
bedeutenden Fahrzeughersteller konkrete Entwicklungsprogramme zur Minderung von
Verlustleistungen im Powertrain gestartet, um CO2-Emissionen zu reduzieren [1]. Bei einer immer
effizienteren Motorentechnik erlangen der Energieverbrauch der Nebenaggregate und die Verluste in
der Kraftübertragung eine zunehmende Bedeutung. Im Fokus steht dabei ein energieeffizientes
Nebenaggregate-Management [2], das heißt es sollen Verlustleistungen durch geeignete
Steuerungskonzepte und durch den Einsatz neuer Technologien deutlich reduziert werden. Dies
macht die Integration weiterer sensorischer Funktionen wie beispielsweise im Kraftstofffördersystem
oder in den Kühlsystemen erforderlich.
Durch die Integration sensorischer Funktionen zum Beispiel in das Kraftstofffördersystem, soll dem
Wunsch nach geringerer Leistungsaufnahme der Kraftstoffpumpen im Fahrbetrieb Rechnung getragen
werden. Damit steigt der Ausrüstungsgrad an Sensoren, Aktoren und Steuergeräten. Ein Problem
stellt die Verkabelung dar, deren Umfang sich zwar durch digitale, serielle Bussysteme (z. B. CANBus) reduzieren, jedoch nicht vollständig vermeiden lässt. Abgesehen von den Kosten sind Kabel und
Steckverbinder oft die Schwachstelle des Systems, das heißt Störungen lassen sich häufig auf defekte
Verbindungen zu Sensoren zurückführen. Darüber hinaus beanspruchen Kabel erheblich Bauraum
und tragen zur Gewichtserhöhung des Fahrzeugs bei. Durch die Verwendung autarker Sensoren
könnte auf eine Verkabelung vollkommen verzichtet werden. Wirtschaftlich sinnvoll ist der Betrieb
verschiedener autarker Sensoren in einem Sensornetzwerk, wobei alle Funksensoren auf die gleiche
Empfangsinfrastruktur zurückgreifen sollten. Hier erschließt sich zukünftig ein großes Spektrum
möglicher Applikationen im Verbund mit heute bereits realisierten Anwendungen wie Keyless Entry
oder Reifendruckmesssysteme für das energieautarke Zustandsmonitoring.
Schnellkupplungen für fluidische Systeme sind im Bereich der modernen Automobilmontage für
effiziente und sichere Verbindungstechnik unverzichtbar geworden. Sie erfüllen ihre Aufgabe dort, wo
es um eine sichere und wirtschaftliche Verbindung von Leitungen und Schläuchen in
Kraftstoffsystemen, Brems- und Kühlleitungen für Motor- und Klimaanlagen geht. Bereits heute
besteht ein Nutzungspotential von ca. 30 bis 50 Schnellkupplungen pro KFZ, d.h. bei 50 Mio.
produzierten Fahrzeugen weltweit entsteht ein Bedarfspotential von 2,5 Mrd. Kupplungen pro Jahr.
Der Einsatz dieser Verbindungselemente in der Fahrzeugtechnik nimmt jährlich mit Wachstumsraten
von 20% - 50% weltweit weiter zu, da sich die Schnellkupplung gegenüber den klassischen
Verbindungstechniken wie Verschraubungen optimal in die Montageabläufe der OEM integrieren
lassen. Während die meisten Schnellkupplungen heute in Wasser- und Kraftstoffsystemen verbaut
werden, lässt sich der künftige Einsatz in Brems- und Klimaanlagen nicht aufhalten und einen
entsprechenden Anstieg des Marktvolumens erwarten.
Der Betrieb des Fahrzeugs erfordert eine ständige Überwachung der Fluid-Kenngrößen, insbesondere
Temperatur und Druck [1]. Andererseits nimmt der Verkabelungsaufwand, der immer noch mit sehr
hohem Personaleinsatz verbunden ist, im KFZ ständig zu. Mit typisch ca. 20 km bzw. ca. 30 kg Kabeln
in einem modernen Mittelklasse-PKW entwickelt sich die Verkabelung zu einem Innovationshemmnis.
Darüber hinaus sind elektrische Verbindungen bei Kraftstoffsystemen sicherheitskritisch. Ein Ausweg
kann darin bestehen, die entsprechenden Sensoren künftig als energieautarkes Mikrosystem in die
Kupplung zu integrieren, um neben Kosten, Platz und Gewicht gegenüber separat gehäusten und
separat fluidisch angebundenen Sensoren insbesondere auch die Verkabelung einzusparen. Aufgrund
der steigenden Anforderungen an Lebensdauer, Dichtigkeit und Montagequalität werden darüber
hinaus die Überprüfung und qualitätsgerechte Dokumentation des Montagevorgangs notwendig. Die
bisherigen optischen und rein mechanischen Methoden sind wegen der z.T. schlechten Zugänglichkeit
im KFZ bzw. schlechten Dokumentierbarkeit völlig unbefriedigend. Wünschenswert ist ein in die
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Kupplung integrierter Montagesensor, der die Daten generiert und telemetrisch berührungslos
überträgt.
Daher soll im Vorhaben ein in die Kupplung integriertes energieautarkes Sensormikrosystem
angegangen werden, welches Druck, Temperatur und Montagezustand detektieren, sich selbst
identifizieren sowie die Daten per Funk übertragen kann. Die Arbeitsschwerpunkte betreffen
insbesondere den Energiewandlerbaustein für Bewegungsenergie, die energetische Optimierung der
elektronischen Übertragungsprozesse, die verbesserte Mikrosystemintegration und die Berücksichtigung der industriellen Herstellbarkeit des energieautarken Mikrosystems. Die Erarbeitung der
neuen Technologie für energieautarke Mikrosysteme bei der in diesem Vorhaben geplanten KFZAnwendung erscheint, wegen der großen Stückzahlen sowie der Marktpräsenz der Projektpartner,
besonders Erfolg versprechend zu sein. Weiterhin befördern die hohen Anforderungen der KFZTechnik u.a. mit Blick auf die Kosten und Zuverlässigkeit die Verwertung der Erkenntnisse in anderen
Branchen.
Das Konsortium deckt durch die Zusammensetzung die Umsetzungskette in Forschung und
anschließender industrieller Verwertung vollständig ab, wobei die Themenschwerpunkte
folgendermaßen angegangen werden sollen: HSG-IMIT will den auf Bewegungsenergie basierenden
Energiewandlerbaustein bearbeiten. Aktiv Sensor und GEMAC befassen sich mit Drucksensortechnologie, Systemelektronik und Übertragungstechnik. A. Raymond als Systemlieferant will
zusammen mit dem HSG-IMAT die Systemintegration des energieautarken Sensormikrosystems
insbesondere die Integration von Generator und Montagesensor sowie die industrielle Herstellbarkeit
bearbeiten.
Neben intelligenten Schnellkupplungen sehen die Industriepartner auch sehr gute Chancen für die
Verwertung der Erkenntnisse bei anderen sicherheitsrelevanten Verbindungen im KFZ sowie einer
breiten Palette von untergeordneten Überwachungsaufgaben. So sind Anwendungen im Bereich der
Regen- und Anti-Beschlagsensoren an Windschutzscheiben denkbar. Diese Mikrosysteme lassen sich
drahtlos in Scheibenwischsystemen sowie in Heizungs- und Klimasysteme der Fahrzeuge integrieren.
Ferner könnten diese Systeme auch zur Quittierung von Serviceintervallen z.B. für Filterwechsel (Luft,
Öl, Klimaanlage) eingesetzt werden. Daneben bieten Luft-, Raum- und Wasserfahrzeuge sowie
Maschinenbau, Automatisierungstechnik, Sensortechnik, Medizintechnik ein gewaltiges künftiges
Marktpotential für die in diesem Vorhaben adressierte Technologie.
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2
Aufteilung der Projektarbeiten im Verbund
Das Konsortium deckt durch die Zusammensetzung die Umsetzungskette in Forschung und
anschließender industrieller Verwertung vollständig ab, wobei die Themenschwerpunkte
folgendermaßen angegangen werden sollten: HSG-IMIT sollte den auf Bewegungsenergie
basierenden Energiewandlerbaustein bearbeiten. Aktiv Sensor und Gemac befassten sich mit
Drucksensortechnologie, Systemelektronik und Übertragungstechnik. A. Raymond als Systemlieferant
sollte zusammen mit dem HSG-IMAT die Systemintegration des energieautarken
Sensormikrosystems insbesondere die Integration von Generator und Montagesensor sowie die
industrielle Herstellbarkeit bearbeiten.
Beteiligte Unternehmen und Einrichtungen
ARaymond
AKTIV SENSOR
(EPCOS)
GEMAC
HSG-IMAT
HSG-IMIT
Organisation
GmbH&CoKG
GmbH
GEMAC mbH
e. V.
e. V.
Abteilung
F&E
Straße
Teichstraße 57
Ruhlsdorfer Str. 95
Zwickauer Str.
227
Breitscheid-str.
2b
Wilhelm-SchickardStr. 10
Postleitzahl
79539
14532
09116
70174
78052
Ort
Lörrach
Stahnsdorf
Chemnitz
Stuttgart
VillingenSchwenningen
Anzahl der
Mitarbeiter
1250
61
75
11-50
50-100
Jahres-umsatz
179 Mio €
>5 Mio €
1-10 Mio €
1-10 Mio €
1-10 Mio €
Bilanz-summe
> 100 Mio €
< 43 Mio. €
< 43 Mio. €
< 43 Mio. €
<43 Mio. €
Webseite
www.araymond.
de
www.aktivsensor.de
www.gemacchemnitz.de
www.hsgimat.de
www.hsg-imit.de
Ansprechpartner
Dr. M. Kurth
Dr. Ch.
Wohlgemuth
Dr. C. Dittrich
Prof. H. Kück
Bernd Folkmer
Telefonnummer
07621-668 3073
03329 6068-10
0371/3377-107
0711-68583711
07721-943-145
Faxnummer
07621-668 324
03339 6068-15
0371/3377-272
0711-68583705
07721-943-210
Das Vorhaben ist so angelegt, dass ein neues Energiewandlerkonzept für energieautarke Mikrosysteme erarbeitet und erprobt wird, wobei alle wesentlichen Aspekte und Anforderungen eines typischen energieautarken Mikrosystems im Kfz berücksichtigt werden. Das betrifft insbesondere die
mikrosystemtechnische AVT für die optimierte Systemintegration, eine energieoptimierte Übertragungstechnik, geeignete Sensortechnologien sowie den Ausblick auf die industrielle Fertigung. Das
Projektkonsortium deckt diese ganzheitliche Aufgabenstellung des Vorhabens in hervorragender
Weise ab. Insbesondere stellt die Beteiligung der beiden HSG-Institute sicher, dass auch die forschungsseitig grundlegenderen Fragestellungen im Vorhaben sinnvoll angegangen werden können.
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Die beteiligten Industriepartner garantieren die spätere industrielle Umsetzbarkeit. AKTIV SENSOR,
GEMAC sind in der Lage später die wesentlichen Systemkomponenten, u. a. Drucksensoren, Elektronik und Übertragungstechnik, bereitzustellen. ARaymond als Systemlieferant wird zusammen mit
den in der AVT versierten Instituts- und Industriepartnern die Grundlagen der Integration des
Energiewandlers, des Montagesensors und des gesamten energieautarken Mikrosystems erarbeiten
und wird so gut für die spätere Fertigung des Gesamtsystems gerüstet sein.
ARaymond entwickelt und produziert Kunststoff- und Metallverbindungselemente (Fastener), Scheibenreinigungssysteme (Düsen) sowie Kunststoffschnellkupplungen für die weltweite Fahrzeugindustrie. Das Sortiment der Schnellkupplungen umfasst alle SAE Standarddurchmesser sowie eine
Vielzahl verschiedener Winkelanschlüsse. ARaymond konnte im Jahr 2005 weltweit 166 Mio. Schnellkupplungen vertreiben. Der Marktanteil liegt in diesem Bereich weltweit bei ca. 25% in den USA bei
ca. 20%, in EU und Asien bei ca. 35%. ARaymond ist Marktführer in diesem Segment.
AKTIV SENSOR designed und produziert piezoresistive Drucksensorelemente in der eigenen
Halbleiterfabrik (Produktion 1). Neben den Drucksensorelementen werden entsprechende
Drucksensoren, Druckaufnehmer und Druckmessumformer (Produktion 2) in unterschiedlichsten
Bauformen und Ausbaustufen bis hin zu komplexen Drucksensoren mit elektronischen Auswertungen
nach Kundenspezifikationen entwickelt und produziert. Die Produkte der AKTIV SENSOR GmbH
werden in unterschiedlichste Applikationen und Branchen geliefert. Die drei Hauptbranchen sind die
Automobilindustrie, die Medizintechnik und allgemeine Industrieanwendungen.
GEMAC entwickelt, programmiert und fertigt elektronische Systeme, Baugruppen und Bauelemente
unter Anwendung innovativer Technologien der Mikroelektronik und Mikrosystemtechnik, beginnend
vom „klassischen“ Leiterplattendesign und Mikrocontrolleranwendungen bis hin zum Entwurf kundenspezifischer Analog-, Digital- und Mixed-Signal-ASICs oder kompletter Mikrosysteme mit integrierten
Sensorkomponenten. Die GEMAC verfügt über die notwendige Ausstattung mit modernen und
leistungsfähigen Entwicklungstools und umfangreicher Messtechnik.
HSG-IMAT arbeitet auf dem Gebiet der AVT von Mikrosystemen insbesondere unter Einsatz von MIDTechniken bei komplexen 3D-Anforderungen und hohem Miniaturisierungsgrad. Weiterhin bearbeitet
HSG-IMAT die Integration von Wandlerelementen in MID-Gehäuse (Beschleunigungs-, Berührungs-,
Druck-, Durchfluss- und Neigungssensoren, Mikroventile). HSG-IMAT hat in einer Reihe von öffentlichen Förderprojekten und Industrieaufträgen breite und tiefe Erfahrungen bei einer Vielzahl von Anwendungen für die Kfz-Technik, Automatisierungstechnik, I+K-Technik sowie Medizintechnik
gesammelt.
HSG-IMIT verfügt aufgrund seiner langjährigen Historie als Entwicklungsdienstleister in der
Mikrosystemtechnik über sehr gute Startvoraussetzungen für die Entwicklung der angestrebten
systemfähigen Energiewandler mit Powermanagement. Dies betrifft sowohl die Erarbeitung der
notwendigen Grundlagen, wie auch die konstruktive Umsetzung und Musterfertigung.
8
3
Ergebnisse des Verbundprojektes
3.1
Energieautarker Drucksensor
3.1.1
Analyse der Fahrzeug- Vibrationsspektren
Für das geplante energieautarke Sensorsystem spielt der für eine Energiewandlung nutzbare
Energiebetrag aus typischen Motor- Vibrationsspektren in Fahrzeugen für die ges. Systemkonfiguration eine maßgebende Rolle. Erste Vorversuche zeigten zwar grundsätzlich die Möglichkeit,
kinetische Energie aus den Motorschwingungen zur Energiewandlung für die Versorgung von
autarken Sensoren nutzen zu können, jedoch lagen bisher keine detaillierten Versuchsergebnisse zu
typischen Motorkonfigurationen und Fahrzyklen vor. Vor allem war nicht klar, welche spektrale
Energiedichten an den mechanisch gekoppelten Anbauteilen, wie beispielsweise fluidische
Schnellkupplungen, zur Verfügung stehen werden.
Abbildung 1: Blockschaltbild einer bedarfsorientierten Pumpenregelung für FahrzeugKraftstoffsysteme
Die oben gezeigte Konfiguration für das IEKU System zeigt schematisch die Position des Sensors, der
Mikroelektronik und des μGenerators in einer Fahrzeug Fuel Line. Die Position des Sensorsystems ist
motornah, um mögliche Einflüsse wie Druckverlust in Leitungen und Kraftstofffilter auszuschließen. Da
der μGenerator im Package einer Schnellkupplung integriert werden wird, kommt der Kopplung der
Schnellkupplung an den Schwingerreger (Motor) besondere Bedeutung zu. In theoretischen
Untersuchungen wurden die wesentlichen Einflussparameter analysiert.
9
Abbildung 2: Schematische Darstellung der Anbindung der fluidischen Schnellkupplung an
den Motor mittels Kraftstoffleitung sowie das mechanische Ersatzmodell einer Stützerregung
Es hat sich gezeigt, dass ein stützerregtes Schwingungsmodell die tatsächlichen Verhältnisse recht
gut abbilden kann. Bei einer Stützerregung handelt es sich um eine Kombination aus der
Federerregung und der Dämpfererregung. Dabei genügt es nicht nur die Eigenfrequenz des Systems
zu betrachten, sondern es muss auch der Einfluss der Massen berücksichtigt werden. Weitere
Parameter, die die Verstärkung der Schwingung beeinflussen, wurden bei Untersuchungen
hinsichtlich der Vergrößerungsfunktion mit Ersatzmodellen in MATLAB analysiert. Ein wesentlicher
Einflussfaktor der Vergrößerungsfunktion ist die Länge der angekoppelten Kraftstoffleitung. Es hat
sich gezeigt, dass mit zunehmender Länge der Kraftstoffleitung die Verstärkung ebenfalls zunimmt.
Bei genauerer Betrachtung der Vergrößerungsfunktion wurde ebenfalls deutlich, dass mit
Veränderung der Masse oder der Leitungskopplung zwar die Verstärkung angepasst werden kann,
dies jedoch immer gleichzeitig auch eine Veränderung der Resonanzfrequenzen mit sich ziehen wird.
Abbildung 3: MATLAB-Simulation der Vergrößerungsfunktion
Motordrehzahl mit unterschiedlichen Massen
in
Abhängigkeit
der
Ein Hauptaugenmerk der bisherigen Untersuchungen kommt der Analyse der im motornahen Bereich
verfügbaren spektralen Energiedichten zu. Dazu wurden die an Schnellkupplungen auftretenden
Frequenzspektren und deren Beschleunigungen bestimmt. Der aus dem Motorenbau und der
Fahrzeugakustik bekannte Zusammenhang zwischen Vibration bzw. Körperschall und der
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Motordrehzahl wurde hier ebenfalls in Form von Campbell-Diagrammen dargestellt. Dabei wurden
Messpunkte am Motorblock mit denen an der gekoppelten fluidischen Schnellkupplung verglichen.
Abbildung 4: Campbell-Diagramm
Messpunkt Schnellkupplung angekoppelt an einen Vierzylinder Ford Focus Diesel, Autobahnfahrt.
Campbell-Diagramme werden im Fahrzeugbau verwendet, um den Zusammenhang von
Motordrehzahl und auftretenden Schwingungen zu visualisieren. Auf der Y-Achse werden die
Frequenzen der gemessenen Schwingungen aufgetragen, auf der X-Achse die Motordrehzahl und die
Amplituden (meist Beschleunigungen) werden auf einer Farbskala in der Z-Achse dargestellt.
Abbildung 5: Detailansicht
Hochdruckkraftstoffleitung
Messpunkt
„A"
Schnellkupplung
und
Messpunkt
„C"
Im direkten Vergleich wird deutlich, dass der Verlauf der zweiten Motorordnung der Schnellkupplung
exakt mit dem des Motorblocks übereinstimmt. Diese Erkenntnis ist insofern bemerkenswert, da im
Bereich der Motorordnungen sehr viel höhere Beschleunigungen auftreten als abseits dieser Linien.
Somit werden die Motorordnungen ebenfalls durch die mechanische Kopplung in die
Schnellkupplungen übertragen und stehen somit dem Energiewandler zur Verfügung. Die dritte und
vierte Motorordnung leistet aufgrund der wesentlich geringeren Beschleunigungen nur ein geringes
Energienutzungspotential für den μGenerator. Der direkte Vergleich der Messpunkte am Motor und
an der Schnellkupplung hat ferner ergeben, dass die auftretenden Beschleunigungen an der
Schnellkupplung wesentlich höher ausfallen, als die direkt an der Erregerquelle (Motor) gemessenen.
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Dies wird ebenfalls in Abbildung 4 verdeutlicht, da hier auch die dritte und die vierte Motorordnung
noch recht gut zu erkennen ist. Somit bestätigen sich die Ergebnisse aus den theoretischen
Modellrechnungen, dass es aufgrund der Kopplung der Schnellkupplung mittels Leitung oder Flansch
zu einer deutlichen Verstärkung der Amplituden kommen kann. Diese Ergebnisse zeigen auch, dass
die Resonanzlage der untersuchten Schnellkupplungen recht genau mit dem Verlauf der niedrigsten
zu messende Motorordnung übereinstimmen. Da die idealen Arbeitsbereiche von μGeneratoren nur in
rel. engen Frequenzbereichen liegen in denen die Erregerfrequenz gleich der Eigenfrequenz ist und
die Frequenzen im praktischen Fahrbetrieb einen rel. breiten Bereich einnehmen, müssen für die
Beurteilung des Leistungsgrads des μGenerators die Häufigkeitsverteilungen der auftretenden
Motordrehzahlen mit betrachtet werden.
Abbildung 6: Vorgehensübersicht der Auswertung
Die Erkenntnis, dass die Resonanz der untersuchten Schnellkupplungen dem Verlauf der niedrigsten
zu messende Motorordnung folgt, reicht in Anbetracht der Tatsache, dass sein Wirkungsgrad dann am
höchsten ist, wenn die Erregerfrequenz gleich seiner Eigenfrequenz ist, für eine Kalibrierung allein
noch nicht aus. Deshalb wurden die Häufigkeitsverteilungen der auftretenden Motordrehzahlen näher
untersucht. Die Messfahrten werden in die Modi Autobahn-, Überland- und Stadtfahrt unterteilt. Zur
Ermittlung der am häufigsten auftretenden Motordrehzahl werden alle Datensätze desselben
Fahrzeugs und desselben Modus zusammengefasst und in einem Histogramm mit 32 äquidistanten
Klassen dargestellt. Generell ist zu beachten, dass der genaue Verlauf der Motordrehzahl sehr stark
von dem Motorentyp, dem Übersetzungsverhältnis des Getriebes, dem Verkehrsflusse sowie vom
Fahrer selbst abhängt.
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Abbildung 7: Histogramm der Motordrehzahl des Audi A6 Benziner in den Fahrzuständen
Stadt/Überland und Autobahnbetrieb
Bei der Betrachtung fällt auf, dass sich im Drehzahlbereich zwischen Null und 4000U/min drei
charakteristische Häufigkeitsmaxima für die Motordrehzahlen ergeben. Bei der Betrachtung fällt auf,
dass sich die blaue Kurve mit einem Drehzahlbereich zwischen 2500 und 3000U/min bei
Autobahnfahrten mit fast 20% besonders hervortut.
Bei dem Histogramm der Überlandfahrt (grüne Kurve) ist ähnliches festzustellen, allerdings auf etwas
geringerem Drehzahlniveau. Es gibt einen Bereich mit einer Breite von ca. 500U/min, welcher sehr
häufig auftritt. Er liegt allerdings im Vergleich zu dem der Autobahnfahrt deutlich niedriger (1300U/min
bis 1800U/min), sein Maximum liegt jedoch auch bei knapp 20% Häufigkeit. Bereits die subjektive
Einschätzung der Stadtfahrt (rote Kurve) lässt vermuten, dass der Leerlaufanteil in diesem Modus
recht hoch sein muss. Ein „Stopp-and-Go“- Fahrbetrieb schlägt sich mit einem deutlichen
„Leerlaufpeak“ im rechten roten Kurventeil der Abbildung 7 nieder. Es fällt auf, dass die
Leerlaufdrehzahl mit knapp 25% den höchsten Anteil hat. Im Fahrbetrieb kommt es jedoch trotzdem
zu einem deutlich hervorgehobenen Drehzahlbereich, auch bei Stadtfahrten. Er liegt ähnlich wie bei
der Überlandfahrt zwischen 1200U/min und 1600U/min. Dies wird vor allem durch die
Beschleunigungsfahrten in den unteren Schaltgängen verursacht. Vergleicht man nun die
Peakbereiche der Fahrbetriebe aus den drei Modi, fällt auf, dass diese jeweils einen Anteil von ca.
20% haben. Somit ergeben sich vier besonders relevante Drehzahlbereiche, welche beim weiteren
Vorgehen der Auslegung des Mikrogenerators berücksichtigt werden müssen. Vor allem der
Drehzahlbereich zwischen 1200 U/min und 1600 U/min wird in allen drei Fahrmodi häufig durchlaufen.
Dieser Bereich eignet sich besonders zur Kalibrierung der Eigenfrequenzlage des Energiewandlers.
Diese Betrachtung zeigt allerdings auch Grenzen in der Nutzung des ges. Drehzahlbereichs für den
Energiewandler auf. So lassen sich beispielsweise die unteren Drehzahlbereiche (Leerlauf) praktisch
nicht nutzen. Dies ist bei der Auslegung des Energiespeichers zu berücksichtigen. Ferner muss das
Powermanagement des IEKU Sensors dieser Charakteristik Rechnung tragen. Neben der
Häufigkeitsanalyse der im Fahrbetrieb auftretenden Motordrehzahlen liegt das Interesse zur
Auslegung der Energiewandler darauf, die Frequenzbereiche mit der höchsten Leistungsdichte zu
kennen. Aus diesem Grund wird die Auswertung anstatt mit den sehr rechenintensiven PSD’s mit
Periodogrammen durchgeführt. Die Periodogramme werden nach der Welch-Methode berechnet
welche als eine sehr gute Annäherung an PSD’s bekannt ist. Mittels dieser Periodogramme, auch
unter „estimated power spectral density (PSD) bekannt, wird die Leistung eines Signals in einem
infinitesimal kleinen Frequenzband zur Ermittlung der spektralen Leistungsdichte herangezogen.
Damit konnten die Eigenfrequenzen an den gemessenen Bauteilen sehr viel genauer bestimmt
werden als bei der reinen Betrachtung der Motordrehzahlen.
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Abbildung 8: PSD Spektrale Leistungsdichte an Schnellkupplungen, gemessen bei Autobahnfahrten, Citroen C5 Benziner
Der Kurvenverlauf der Periodogramme macht nochmals deutlich, dass es in gewissen
Frequenzbändern zu deutlich höheren Beschleunigungen kommt. Beim Vergleich der drei Modi zeigt
sich, was sich bereits bei der Analyse der Motordrehzahlen angedeutet hat, der Bereich der höchsten
Leistungsdichte ist bei Autobahnfahrten sehr schmal. Eine deutlich breitere Leistungsdichte kommt bei
Stadtfahrten zustande.
Abbildung 9: PSD Stadtfahrt Citroen C5 Benziner
Das Periodogramm der zugehörigen Überlandfahrt liegt von den Aussagen genau zwischen den
anderen beiden Modi. Mit dieser Analyse-Methode können die Eigenfrequenzen an den gemessenen
Bauteilen sehr viel genauer bestimmt werden als bei der reinen Betrachtung der Motordrehzahl, da es
nicht auszuschließen ist, dass weitere Einflüsse das Schwingverhalten an den Messpunkten
beeinflussen. Bei einigen Messpunkten traten deutliche Frequenzunterschieden in Abhängigkeit zu
den Messachsen auf. Dies lässt darauf schließen, dass die Struktur der jeweiligen Anbindung
richtungsabhängige Unterschiede aufweist, was ein unterschiedliches Schwingverhalten zur Folge
haben wird. Ferner treten neben Biegeschwingungen auch Torsionsschwingungen auf, detailliertere
Untersuchungen sind in weiterführenden Arbeiten geplant. Die Betrachtung der geschätzten
spektralen Leistungsdichte wurde lediglich an den Messpunkten durchgeführt, die für die spätere
Integration eines Mikrogenerators geeignet sind. In Tabelle 1 sind die Ergebnisse der Analyse
zusammengefasst. Es wurden die Frequenzbereiche mit der höchsten spektralen Leistungsdichte
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ausgewählt. Erfreulich ist, dass es zwischen den einzelnen Modi jeweils zu Überschneidungen der
Frequenzbereiche kommt. Dies ermöglicht es, sich für einen speziellen Messpunkt auf einen
Frequenzbereich festzulegen, welcher in allen drei Modi eine größtmögliche Leistungsdichte aufweist.
Tabelle 1 : Ergebnisse der Auswertung der Periodogramme nach den Frequenzbereichen mit
der höchsten spektralen Leistungsdichte
Die bisher durchgeführten Untersuchungen konnten grundsätzlich bestätigen, dass sich die für 4 –
und 6 Zylindermotoren typischen Frequenzspektren und Energiedichten zur Energieversorgung eines
autarken Sensorsystems nutzen lassen. Simulationsrechnungen am HSG-IMIT haben ergeben, dass
unter Zugrundelegen der Vibrationsspektren typischer Überlandfahrten eine Energieausbeute von ca.
170 bis 250 μWatt je cm³ Wandlervolumen erreichen lässt. Würde für den Energiewandler ein
Bauraum von 2 cm³ zur Verfügung stehen, so ließen sich damit im optimalen Betriebspunkt des
Wandlerelements bis zu 500 μWatt Leistung erzielen.
Somit konnten die Betrachtungen die für den Einsatz des Mikrogenerators optimalen
Frequenzbereiche bestimmen. Die gewonnenen Erkenntnisse dienen als Basis für die spätere
Auslegung des Mikrogenerators sowie für weitere Untersuchungen bezüglich einer optimierten
Anbindung an den Schwingungserreger (Motor) sowie für die Energiebilanzierung des autonomen
Sensorsystems.
3.1.2
IEKU Systemuntersuchungen am Fuellineprüfstand
Der IEKU Drucksensor wird im Regelkreis des Kraftstoffsystems als Messgröße eine wesentliche
Rolle spielen. Daher ist es unumgänglich gewisse Grundkenntnisse über das Gesamtsystem zu
erhalten, um den IEKU Drucksensor optimal den Umgebungsbedingungen anpassen zu können.
Hierzu werden im folgenden Kapitel die Modellierung des Regelkreises sowie der Aufbau und der
Betrieb eines Fuellineprüfstands und die daraus gewonnenen Erkenntnisse beschrieben.
3.1.2.1 Kraftstoffsystem
Kraftstoffsysteme gliedern sich im Wesentlichen in zwei Bereiche, dem Niederdruck- und dem
Hochdruckbereich. Im Niederdrucksystem befindet sich der Kraftstofftank mit Fördereinheit, welche
den Kraftstoff bis zur Hochdruckpumpe liefert. Ab der Hochdruckpumpe beginnt das Hochdrucksystem
mit einer eigenen Regellogik für die Einspritzung. Zur Gewährleistung eines konstanten Drucks im
Hochdrucksystem benötigt die Hochdruckpumpe einen ebenso konstanten Vordruck aus dem
Vorfördermodul. Dieser wird durch einen Regelkreis im Niederdruckbereich gewährleistet. Der IEKU
15
Drucksensor misst den Druck möglichst nahe an der Hochdruckpumpe und somit auch am Motor und
stellt die Information als Regelgröße bereit.
Quelle: Audi Service Training Selbststudienprogramm 332
Abbildung 10: Schematische Darstellung eines bedarfsgeregelten Kraftstoffsystems
3.1.2.2 Regelkreis
Der modellierte Regelkreis besteht aus einem Regler, der einen fest vorgegebenen Soll-Druck PSoll
erhält, der Kraftstoffpumpe, welche die Regelstrecke bildet, dem Verbrauch, der basierend auf einem,
in diesem Fall, vorgegebenen Fahrzyklus die Störgröße des Systems bildet. Der IEKU-Drucksensor
liefert dem System in der Rückführung den Ist-Druck PIst.
Die folgende Abbildung zeigt die konzeptionelle Darstellung des Regelkreises nach der der Prüfstand
aufgebaut und programmiert wurde.
Abbildung 11: Konzeptionelle Darstellung des Regelkreises
3.1.2.3 Konzeption und Aufbau des Prüfstands
Für den Kraftstoffprüfstand wurde eine konventionelle Kraftstoffpumpe verwendet, welche über ein
Leistungsnetzteil gesteuert wird und eine Schnittstelle zu einem PC verfügt. Der Verbraucher wird
durch ein Proportionalventil, welches in Kombination mit einem dahinter liegenden Durchflusssensor
16
einen weiteren Regelkreis bildet, modelliert. Neben dem IEKU-Drucksensor ist ein hochpräziser
Referenzdrucksensor in den Prüfstand integriert. Dadurch war es z.B. möglich die Kalibrierung des
IEKU-Drucksensors zu verifizieren.
Alle beschriebenen Komponenten bzw. Untersysteme wurden über verschiedene Schnittstellen mit
demselben Rechner verbunden. Wie bereits beschrieben wurde die Kraftstoffpumpe über ein
Leistungsnetzteil, welches mit einer USB-Schnittstelle ausgestattet ist, angebunden, die Sensoren
mittels Analogeingänge einer USB-I/O-Box und das Proportionalventil über Analogausgänge an
derselben USB-I/O-Box. Die IEKU-Basis-Platine wurde mittels eines mit der Firma GEMAC
abgestimmten Protokolls über eine RS232-Schnittstelle an den Rechner angebunden. Somit wurde
der IEKU-Drucksensor, abgesehen von den Umgebungsbedingungen im Fahrzeug, bereits so
verwendet, wie es für die spätere Anwendung vorgesehen ist, d.h. die Daten wurden mittels einer
Funkstrecke von der Sensorplatine an die Basisplatine übermittelt. Es ist zu erwähnen, dass der
Energy Harvester bei den bis jetzt durchgeführten Versuchen noch nicht zum Einsatz kam, da die
elektrische Anbindung (Powermanagement) sich noch in der Optimierung befand. Dies war jedoch für
die noch folgenden Versuche fest eingeplant.
Abbildung 12: Laborprüfstand
3.1.2.4 Softwareseitige Realisierung des Prüfstands
Alle an den Rechner angeschlossenen Komponenten wurden softwareseitig mit der für MSRAnwendungen standardmäßig verwendeten Software LabVIEW realisiert. Es handelt sich dabei um
eine graphische Programmiersprache (G) die nach dem Datenflussprinzip arbeitet. Auf die Details der
Programmierung wird an dieser Stelle nicht eingegangen. Abbildung 13 zeigt den Programmcode, der
im Wesentlichen aus zwei unabhängig voneinander ablaufenden Programmstrukturen besteht. Dies
ist der speziellen Treiberstruktur des Leistungsnetzteils geschuldet, sodass dieser Teil des
Programms entkoppelt von den weiteren Funktionen realisiert werden musste. Die im unteren Teil von
Abbildung 13 dargestellte Schleife beinhaltet die Sensoreingänge, die Ventilsteuerung sowie die
Regelung.
17
Abbildung 13: LabVIEW-Blockdiagramm
In Abbildung 14 ist das Frontpanel der Prüfstandsoftware dargestellt. Es zeigt die relevanten Werte
des Gesamtsystems. In der oberen linken Ecke ist der aktuelle Druck in Bar aufgetragen. Das
darunter liegende Rundinstrument visualisiert die vorgegebene Motordrehzahl, aus der der Verbrauch
ermittelt wurde. Da es sich bei den Versuchen um Prüfstandsmessungen handelt, wurde bei der
Umrechnung von Motordrehzahl auf Kraftstoffverbrauch die Motorlast vernachlässigt. Die drei
Graphen zeigen in Weiß den gemessenen Druck, in Rot die Spannung, welche auf die Pumpe
gegeben wird und in Grün die Motordrehzahl. Die beiden Vertikalanzeigen auf der rechten Seite des
Panels zeigen zum einen die Pumpenspannung und die Ventilspannung.
Abbildung 14: Graphische Oberfläche
18
3.1.2.5 Auslegung des Systems
Das Regelverhalten des Prüfstandes sollte nicht den Best-Case und auch nicht den Worst-Case für
das IEKU-System darstellen. Um jedoch ein robustes System zu entwickeln werden die
Regeleigenschaften des Systems eher in Richtung des Worst-Case ausgerichtet. Dies bedeutet, dass
der Regler sehr aggressiv ausgelegt wird, sodass mögliche Einschränkungen durch die Performance
des IEKU-Systems deutlicher sichtbar werden, als die durch den Regler bedingten. Folglich wird mit
dieser Abstimmung des Reglers auch ein leichtes reglerbedingtes Überschwingen provoziert.
3.1.2.6 Regelstrecke
Wie eingangs beschrieben bildet in diesem System die Pumpe die Regelstrecke. Im Wesentlichen
besteht die Pumpe (elektrisch gesehen) aus einer großen Spule und den bedingten Widerständen.
Somit kann die Ersatzschaltung der Pumpe wie in Abbildung 15 dargestellt werden.
L
Ue
R
Ua
Abbildung 15: Ersatzschaltbild Pumpe
Das Verhalten dieser Schaltung kann auch als Tiefpass beschrieben werden. In der Regelungstechnik
wird so ein Verhalten als PT1 bezeichnet. Die Differenzialgleichung lautet:
T1 × x&1 + xa = K p × xe
Die zugehörige Übertragungsfunktion stellt sich wie folgt dar:
Kp
1 + sT1
In Abbildung 16 wird dieses Verhalten graphisch dargestellt. Dies ist auch praktisch nachvollziehbar,
beim Start der Pumpe baut sich der Druck sehr rasch auf, bis der Staudruck in der Leitung den
Druckaufbau immer stärker behindert, sodass sich der Druck in der Leitung schließlich seinem
Endwert angenähert hat.
19
Abbildung 16: Exemplarische Darstellung eines PT1-Verhaltens
3.1.2.7 Störgröße
Die Störgröße und somit der Kraftstoffverbrauch des Systems ist für den Regler nicht vorhersehbar
und somit nichtdeterministisch. Für Demonstrationszwecke können mit dem System vorgegebene
Profile abgefahren werden. Für die in 3.1.2.9 beschriebenen Messungen wurde zur besseren
Reproduzierbarkeit und Interpretation der Ergebnisse eine Sinus-Funktion verwendet.
F ( x ) = 4 ⋅ (sin(5 x ) + 1,2)
Abbildung 17: Graphische Darstellung der für die Messungen verwendeten Störfunktion
20
3.1.2.8 Regler
Zur Realisierung der bereits erläuterten Regeleigenschaften des Systems wurde ein PID-Regler
verwendet. Die Differenzialgleichung des PID-Reglers lautet:
⎡
⎤
1
xa = K p × ⎢ xe + ∫ xe dt + Tv × x&e ⎥
Tn
⎣
⎦
Die zugehörige Übertragungsfunktion:
⎞
⎛
1
⎜
K p × ⎜1 +
+ sTv ⎟⎟
⎠
⎝ sTn
Um das gewünschte Reglerverhalten (geringe Reaktionszeit, leichtes Überschwingen) zu erhalten
wurden die folgenden Regelparameter ermittelt. Der Verstärkungsfaktor Kp wurde 1 gesetzt. Die
Nachstellzeit Tn und die Vorstellzeit Tv wurden jeweils auf 0,001 Sekunden gesetzt.
3.1.2.9 Messungen
Die Durchgeführten Messungen hatten zum Ziel die mindestens benötigte Abtastrate des IEKUSystems zu ermitteln, da die Abtastrate eine bzw. die relevante Größe bei der Gesamtenergiebilanz
des autonomen Sensorsystems bildet.
Somit wurden mit den in 3.1.2.5 beschriebenen Systemparametern die Abtastraten des Sensors von
1000Hz auf 1Hz reduziert und das Systemverhalten beurteilt. Als zulässige Toleranzwerte des Drucks
wurden 20% zugelassen. Der Soll-Druck für die durchgeführten Messungen lag bei 1bar. In Abbildung
18 sind die Abtastraten 1000Hz, 100Hz, 10Hz und 5Hz dargestellt. Es zeigt sich, dass alle vier
Abtastraten das System beim Überschwingen nicht aus dem vorgegebenen Toleranzbereich bringen.
Des Weiteren fällt auf, dass die Peaks alle fast dieselbe Amplitude aufweisen. Dies bedeutet, dass
das System für Abtastraten oberhalb von 5Hz auf jeden Fall oversampelt wird.
Abbildung 18: Graphische Darstellung der Messergebnisse für Abtastraten von 1000Hz, 100Hz,
10Hz und 5Hz
21
In Abbildung 19 ist eine Gegenüberstellung der Abtastrate 5Hz und 1Hz dargestellt. Es ist deutlich zu
erkennen, dass die blaue Kurve ein undefiniertes Überschwingen verursacht, was der zu geringen
Abtastrate geschuldet ist. Auf feinere Analysen, die im Bereich zwischen 5Hz und 1Hz durchgeführt
wurden wird an dieser Stelle nicht eingegangen, da diese über die gesetzte Toleranzgrenze von 20%
gegangen sind.
Abbildung 19: Vergleich Messergebnisse mit einer Abtastrate von 5Hz und 1Hz
Somit ist es möglich mit einer Abtastrate von 5Hz einen nicht optimalen Regler im vorgegebenen
Toleranzbereich von 20% zu betreiben.
22
3.2
Energiewandlerbaustein
3.2.1
Motivation und Stand der Technik
Autarke kabellose Systeme hängen entscheidend von ihrer Energieversorgung und damit von ihrem
Energiemanagement ab [3]. Erschöpfliche Energiespeicher wie Batterien, Akkus, Brennstoffzellen mit
Tanks sind wartungsbedürftig. Damit stellt das Ernten von Energie aus der lokalen Umgebung, das
sog. Energy-Harvesting stellt ein hochinnovatives, äußerst aussichtsreiches Konzept zur
Energieversorgung in autarken Mikrosystemen dar, wobei im Rahmen des Projekts insbesondere das
kinetische Energy Harvesting auf Basis des elektromagnetischen Wandlerprinzip verfolgt wurde.
Dabei wird Bewegungsenergie aus den durch den Verbrennungsmotor induzierten Vibrationen und
Schwingungen im Kfz mit einem induktiven Generator in elektrische Energie gewandelt. Das Prinzip
hat ein gutmütiges Skalierungsverhalten, wird in feinwerktechnischen Ansätzen verfolgt und bereits in
der Uhrenindustrie kommerziell eingesetzt.
Abgesehen von der photovoltaischen und der thermoelektrischen Energieerzeugung steckt der breite
Einsatz des Energy Harvesting bei Mikrosystemen trotz der möglichen, hohen wirtschaftlichen
Bedeutung im Wesentlichen noch im Forschungsstadium. Zu Projektbeginn waren relevante Arbeiten
meist nur aus Japan oder USA, wie die einzige zur Thematik nennenswerte internationale
Fachkonferenz PowerMEMS zeigt, bekannt. Die realisierten Aufbauten waren häufig noch im frühen
Labormusterstadium und damit noch nicht für einen industriellen Einsatz geeignet. Gezielte
Untersuchungen neuer Prinzipien oder der Kombination verschiedener Mechanismen wurden kaum
betrieben. Ebenso fehlten noch weitgehend theoretische Modelle zur Optimierung der Systeme für
den industriellen Einsatz.
Neben dem Energiewandlerbaustein bedingt die Entwicklung eines energieautarken Sensorsystems
hohe Anforderungen an die Elektronikentwicklung bezüglich eines extrem reduzierten Energieverbrauchs. Zur Erreichung dieses Ziels wird zum einen zur Reduzierung von Schnittstellen eine
Integration komplexer Funktionen angestrebt und zum anderen sind die Schaltungen extrem stromarm
zu entwickeln.
Was die Aufbau- und Verbindungstechniken für die energieautarken Sensorsysteme angeht, so bietet
die Mikrosystemtechnik mittlerweile leistungsfähige Technologien für die 3D-Integration bei höchstem
Miniaturisierungsgrad, die für den Einsatz bei Kfz geeignet sind; insbesondere verschiedene MIDTechniken oder den Einsatz flexibler Leiterfolien. Im Rahmen der Entwicklung eines geeigneten
Energiewandlerbausteins wurden die Entwicklungsschritte nach Abb. 20 verfolgt.
Abbildung 20: Schritte im Rahmen der Entwicklung des Energiewandlerbausteins
23
3.2.2
Umweltanalyse/ Erhebung von Felddaten (Kfz-Vibrationsspektren)
Ausgangspunkt für die Entwicklung und Auslegung eines kinetischen Energy Harvesters ist die
Kenntnis über die Umweltanregungen und die Ermittlung/ Definition eines für die Anwendung
repräsentativen Datenkollektivs. Um die Systemspezifikationen erstellen zu können wurde in
gemeinsamer Abstimmung vom Partner ARaymond ein Messsystem in Betrieb genommen, mit dem
Beschleunigungsprofile am Kfz aufgenommen werden können. Messungen wurden an fluidischen
Kupplungen in verschiedenen Fahrzeugtypen und Einbauorten für Fahrten über Land, auf der
Autobahn sowie in der Stadt durchgeführt. Dies erfolgte in Zusammenarbeit mit dem HSG-IMIT als
Vorbereitung/ Grundlagen für die im Projektverlauf geplanten realitätsnahen Auslegungsberechnung
zur Entwicklung des Subsystems: Mikro-Energiegenerator/ Energy-Harvesting Modul.
Um einen problemlosen Import in die Simulationsumgebung MATLAB/Simulink zu gewährleisten
werden die Beschleunigungsprofile im Matlab Daten Dateiformat .mat ausgetauscht. Mit den
Messergebnissen können energiereiche Vibrationsfrequenzen bestimmt werden, die für eine effektive
Energiekonvertierung genutzt werden sollen. Exemplarisch werden im Folgenden eine Stadtfahrt und
eine Autobahnfahrt für die Testfahrten mit einem Ford Focus dargestellt und näher betrachtet. Neben
der Information der tatsächlichen Schwingungen über die Zeit ist auch eine Verdichtung der Daten
mittels Fourier-Transformationen und Leistungsdichtespektrum-Berechnungen (PSD: power spectral
densitiy) notwendig um auftretende Frequenzen nach Höhe deren Amplituden und vor allem auch
Häufigkeit des Auftretens zu bewerten.
3.2.2.1 Stadtfahrt
Beschleunigung [m/s²]
Stadtfahrt 15 Ford Focus
50
25
0
-25
-50
Power/frequency (dB/Hz)
0
50
Zeit [s]
100
150
Power Spectral Density
40
20
0
0
50
100
150
Frequency (Hz)
200
250
Abbildung 21: Bei einer Stadtfahrt gemessene Vibration an einer fluidischen Kupplung in
einem Ford Focus (oben). Leistungsdichtespektrum des Vibrationsprofils (unten)
24
Abbildung 21 (oben) zeigt beispielhaft ein Beschleunigungsprofil während einer Stadtfahrt. Es werden
Beschleunigungsamplituden
von
bis
zu
60 m/s²
erreicht.
Das
daraus
berechnete
Leistungsdichtespektrum (PSD) zeigt, dass in dem Signal vor allem Frequenzen um 60 Hz und
170 Hz energiereich sind. Bei einem vier Zylindermotor entspricht 170 Hz der zweiten Motorordnung.
3.2.2.2 Autobahnfahrt
Autobahnfahrt 16 Ford Focus
100
50
0
-50
-100
0
Power/frequency (dB/Hz)
Beschleunigung [m/s²]
Abbildung 22 zeigt ein Vibrationsprofil, welches bei einer Autobahnfahrt eines Ford Focus gemessen
wurde. In der PSD sind hier mehrere Peaks zu erkennen. Die größte Leistung ist auch in diesem
Beispiel im Frequenzbereich zwischen 60-70 Hz zu erkennen, wohingegen der Bereich um 170 Hz
kaum ausgeprägt ist.
50
100
Zeit [s]
150
200
250
50
40
30
20
10
0
0
50
100
150
Frequency (Hz)
200
250
300
Abbildung 22: Bei einer Autobahnfahrt gemessene Vibration an einer fluidischen Kupplung in
einem Ford Focus (oben). Leistungsdichtespektrum des Vibrationsprofils (unten)
25
3.2.2.3 Effizienzvergleich Energiewandler
Zur technischen Umsetzung des Energy-Harvesters wird im Rahmen des Projekts schwerpunktmäßig
das elektromagnetische Wandlungsprinzip verfolgt. Dabei sorgt eine Relativbewegung einer Spule
gegenüber einem Magneten für eine magnetische Flussänderung in der Spule, wodurch nach dem
Farady’schen Gesetz eine elektrische Spannung in der Spule induziert wird. In diesem Vorhaben
werden unterschiedlichste Magnet/Spulen Konfigurationen untersucht (siehe Abbildung 23), die im
Folgenden auch als Architekturen bezeichnet werden. Von zentralem Interesse ist dabei der Vergleich
der Leistungsdichte (Leistung pro Bauvolumen) der einzelnen Konfiguration. In einem weiteren Schritt
werden Parameter des Generators durch Systemsimulation unter Berücksichtigung reeller Effekte
durch einen virtuellen Betrieb optimiert.
Zunächst wurden die Varianten verfolgt, die aus ingenieurwissenschaftliche Vorüberlegungen und
Literaturbeispielen einen relativ einfachen Aufbau (I) und eine hohe Effizienz (IV) versprechen.
Architektur I wurde daher auch konstruktiv umgesetzt. Im weiteren Projektverlauf zeigte jedoch
Architektur II bzgl. der Kosten/ Nutzen Betrachtung die besten Ergebnisse und wurde als weitere,
endgültige Variante umgesetzt, als Demonstrator aufgebaut und schließlich auch im GesamtsystemDemonstrator eingesetzt.
Abbildung 23: Potentielle Magnet/Spulekonfigurationen des Energy-Harvesters, die im Rahmen
des IEKU Projekts untersucht, optimiert und auf Effizienz verglichen werden
3.2.2.4 Konfiguration I
Zur Berechnung der Zylindermagnetfelder wird ein analytischer Ansatz benutzt, welcher durch
Anwendung der Methode der elliptischen Integrale numerisch gelöst wird. Als Verifikation dient der
Vergleich mit Ergebnissen die mittels der Finite-Elemente-Methode, FEM berechnet werden. Taucht
der Magnet in die Spule ein so nimmt der magnetische Fluss in der Spule nach einer bestimmten
Funktion zu (siehe Abbildung 24). Die Ableitung dieser Funktion stellt den Kopplungsfaktor dar,
welcher die generierte Spannung pro Geschwindigkeit angibt und eine Schlüsselfunktion bei der
Entwicklung induktiver Vibrationswandler darstellt. Als Ergebnis kann gezeigt werden, dass die größte
Spannung generiert wird, wenn die Ruhelage des Magneten bei ca. 40% der Spulenlänge ist. Für ein
gegebenes zylinderförmiges Bauvolumen kann nun jede beliebige Magnet/Spulengeometrie
berechnet werden.
Um zur idealen Geometrie zu gelangen, müssen die Masse des Magneten und die sich damit
einstellenden Schwinggeschwindigkeit, sowie die Kopplung berücksichtigt werden. Das Optimum
ergibt sich durch Überlagerung dieser beider Effekte.
26
B x [T]
10
0.7
8
0.6
Abstand y [mm]
6
0.5
4
0.4
2
0.3
0
0.2
-2
0.1
-4
0
-6
-0.1
-8
-10
-0.2
-5
0
Abstand x [mm]
5
Abbildung 24: Axiales Zylindermagnetfeld mit analytischem Ansatz (links) und als Vergleich
mit der FEM Methode berechnet (rechts)
0.07
0.06
Φ
Spule
[Wb]
0.05
0.04
0.03
0.02
Kopplungsfaktor [V/m/s]
0.01
0.2
0.1
0
-0.1
-0.2
-0.3
Eintauchtiefe des Magneten [m]
-0.4
-0.5
-0.6
0.1
0
-0.1
-0.2
-0.3
Eintauchtiefe des Magneten [m]
-0.4
-0.5
-0.6
12
10
8
6
4
2
0
0.2
Abbildung 25: Magnetischer Fluss in der Spule beim eintauchen des Magneten (oben). Der
maximale Kopplungsfaktor ergibt sich für eine Ruhelage des Magneten bei ca. 40% der
Spulenlänge
27
V
lMag [m]
-3
x 10
9
8.5
8
7.5
7
6.5
6
5.5
5
4.5
4
3
3.2
max
[m/s]
0.1
0.08
0.06
0.04
R
4
Mag
[m]
4.5
5
k
-3
lMag [m]
lMag [m]
-3
x 10
9
8.5
8
7.5
7
6.5
6
5.5
5
4.5
4
3
3.5
0.02
x 10
9
8.5
8
7.5
7
6.5
6
5.5
5
4.5
4
3
3.5
-3
x 10
max
[V/m/s]
12
10
8
6
4
R
4
Mag
[m]
4.5
5
-3
x 10 U
max
[V]
0.6
0.5
0.4
0.3
3.4
3.6
3.8
R
4
Mag
[m]
4.2
4.4
4.6
4.8
5
0.2
-3
x 10
Abbildung 26: Für jedes zylindrische Bauvolumen kann durch Simulation die optimale
Magnet/Spulengeometrie berechnet werden, mit der die größten Spannungen generiert werden
3.2.2.5 Konfiguration IV
Bei Konfiguration IV muss das Magnetfeld eines Rechteckmagneten rechnerisch ermittelt werden.
Dies wird nach dem Elementarstrommodell mit dem Gesetz von Biot-Savart berechnet:
r r
1 r
dH (r ) =
Idl ×
4π
r r
r −r
r r3
r −r
.
Ein beispielhaftes Berechnungsergebnis für vier entgegengesetzt polarisierte Rechteckmagnete ist in
Abbildung 27 dargestellt. Um den Berechnungsaufwand zu reduzieren wird das Magnetfeld zwischen
den Magneten als homogen angenommen. Als repräsentativer Wert der magnetischen Induktion wird
der Mittelwert im Volumen zwischen jeweils zwei benachbarten Magnetpaaren gebildet. Damit muss
nur noch berechnet werden, wie sich die gesamte überdeckte Fläche aller Windungen ändert, wenn
sich die Spule zwischen den Magneten bewegt.
Für jede Windung ergibt sich eine zu/abnehmenden Kreisabschnittsfläche (siehe Abbildung 28). Die
Gesamtflächenfunktion
ist
eine
Überlagerung
aller
Teilflächenfunktionen.
Wird
die
Gesamtflächenfunktion mit dem Mittelwert der Magnetischen Induktion multipliziert kann auch für
diese Konfiguration der magnetische Fluss bestimmt werden (Abbildung 29). Auch für diese
Konfiguration II wurden Optimierungsberechnungen durchgeführt. Das Bauvolumen ist in diesem Fall
28
jedoch quaderförmig und im Wesentlichen gilt es die Magnetlänge respektive die Länge der Spule zu
optimieren.
Bx [T]
-3
y[mm]
x 10
0.5
4
0.4
3
0.3
2
0.2
1
0.1
0
0
-0.1
-1
-0.2
-2
-0.3
-3
-0.4
-4
-0.5
-2
-1.5
-1
-0.5
0
x [mm]
0.5
1
1.5
2
2.5
-3
x 10
Abbildung 27: Axiale Komponente der magnetischen Induktion für vier entgegengesetzt
polarisierte Rechteckmagnete
1
normierte Windungsflaeche [A/A max]
0.9
0.8
0.7
0.6
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
0
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
0.7
normierte Auslenkung [x/xmax]
0.8
0.9
1
Abbildung 28: Zunahme der Kreisabschnittsflächen jeder Windung einer Spule mit 67
Windungen auf der Planseite
29
1
normierter magnetischer Fluss [ Φ/Φ
max
]
0.8
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6
-0.8
-1
-1
-0.8
-0.6
-0.4
-0.2
0
0.2
normierte Auslenkung [x/x
]
0.4
0.6
0.8
1
max
Abbildung 29: Magnetische Flussfunktion für Konfiguration II
35
Kopplungsfaktor [V/m/s]
30
25
20
15
10
5
0
2
4
6
8
10
Länge der Spule [m]
12
14
16
-3
x 10
Abbildung 30: Optimierung des Kopplungsfaktors für unterschiedliche Bauvolumen (1 cm³,1.5
cm³,2 cm³)
30
3.2.3
Auslegung/ Systemsimulation
Um Aussagen über die zu erwartenden Spannungen/Leistungen und das Systemverhalten treffen zu
können wurde ein Generatormodell entwickelt, mit dem realitätsnahe Effekte abgebildet werden
können. Das Modell ist in Abbildung 31 dargestellt.
In der Simulation kann der virtuelle Generator mit dem gemessenen Beschleunigungsprofil angeregt
werden. Des Weiteren können nichtlineare Federelemente simulierte werden. Die Rückkopplung
(Dämpfung durch Lorentzkraft) erfolgt unter Zuhilfenahme der berechneten optimierten
Kopplungsfunktionen. Da in der Realität nie beliebig große Auslenkungen der schwingenden Masse
zugelassen sind ist auch in dem Modell eine Schwingwegbegrenzung berücksichtigt, die durch einen
plastischen
Stoß
simuliert
wird.
Die
Auswirkungen
einer
Schwingwegbegrenzung
(Phasenverschiebung, Prellverhalten) sind in Abbildung 32 dargestellt.
In der Simulation wird als Lastschaltung ein Vollbrückengleichrichter mit RC Glied als Last
berücksichtigt. Damit kann eine Leistungsanpassung durchgeführt werden. Entgegen der häufigen
Annahme resultiert der optimale Lastwiderstand aufgrund der Rückkopplung nicht, wenn die
Ausgangsimpedanz der Eingangsimpedanz entspricht. Das Ergebnis der transienten numerischen
Simulation stimmt dabei sehr gut mit dem analytischen Ergebnis überein (Abbildung 33). Die zu
erwartenden Spannungen können ebenfalls berechnet werden. Dabei zeigt sich, dass für ein
Bauvolumen von 2 cm³ unter den getroffenen Annahmen Spannungen bis 3V generiert werden.
y(t)
dm
f(x-y)
x(t)
Ri
Rl
Cl
Abbildung 31: Gesamtmodell zur Simulation des Generators unter realitätsnahen Bedingungen
Allerdings gibt es auch Zeitabschnitte, in denen entweder keine Ausgangsspannung vorliegt, wenn
nämlich die generierte Spannung kleiner ist als die Vorwärtsspannung der Dioden im Gleichrichter
oder aber sehr kleine Spannungen deutlich unter 1 V generiert werden. Hier ergeben sich spezielle
Herausforderungen an das Power-Management, um solche Spannungen noch effektiv
weiterverarbeiten zu können. Ein Vergleich der effektiven Leistung über dem gesamten Zeitbereich für
verschiedene Bauvolumen ist in Abbildung 35 dargestellt. Dieses Ergebnis wurde im weiteren Verlauf
des Projektes für jede der vier betrachteten Konfigurationen erstellt. Durch Vergleich kann dann die
Konfiguration mit der größten Leistungsdichte festgelegt werden.
31
Abbildung 32: Effekt der Schwingwegbegrenzung für das Einschwingverhalten eines
harmonischen Oszillators
-4
x 10
2.2
2
P
eff
[W]
1.8
1.6
1.4
Rl,opt (analytisch)
1.2
500
1000
Ri,Spule
1500
2000
Lastwiderstand [Ω]
2500
3000
Abbildung 33: Leistungsanpassung durch transiente numerische Simulation des
Gesamtmodells. Durch die Schwingwegbegrenzung ist die Kurve nicht vollständig ausgeprägt
32
-3
x 10
Auslenkung [m]
1
0.5
0
-0.5
-1
0
50
Zeit [s]
100
150
100
150
4
Uout [V]
3
2
1
0
0
50
Zeit [s]
Abbildung 34: Bei Anregung unter Stadtfahrtbedingung resultieren Auslenkungen bis zu
Begrenzung von 1 mm und Ausgangsspannungen unter Leistungsanpassung bis 3 V
1,2
Peff [mW]
1
0,8
0,6
0,4
0,2
0
0
0,5
1
1,5
2
2,5
Bauvolumen [cm³]
Abbildung 35: Effektive Leistung der Konfiguration I für verschiedene Bauvolumen
33
3.2.4
Zusammenfassung der Simulationsergebnisse
Die im Bericht vorgestellten verschiedenen Simulationsmodelle wurden schrittweise verifiziert und zur
Entwicklung eines optimierten Harvester Redesigns mehrfach um neue Anordnungskonzepte
(Architekturen) erweitert.
Ein vornehmlich bezüglich der Ausgangsspannung und Herstellungskosten verbesserter EnergyHarvester konnte durch Modellrechnung, einschließlich Überprüfung durch die bekannten
Testaufbauten erarbeitet werden.
Abbildung 36: Entwicklung Energy-Harvester-Demonstratoren
Abbildung 36 zeigt die modifizierte Anordnung (A II) im Vergleich zum ersten Design (A I). Beide
Varianten sind bzgl. Ihres Volumenverbrauchs (Einbaumaße) bereits jeweils optimierte Best-Design
für das jeweilige Grundkonzept.
A II weist jedoch deutlich Vorteile bezüglich der Ausgangsspannung auf. Das bedeutet, dass auch in
Phasen geringer Vibration, wie sie im Fahrbetrieb häufig auftreten, eine für das elektronische System
nutzbare Ausgangsspannung zur Verfügung steht.
34
3.2.5
Experimentelle Verifikation der Modellrechnungen
Um die vorgestellten Simulationsmodelle zu verifizieren wurde eine Messvorrichtung aufgebaut mit
der es möglich ist für die verschiedenen Magnet/Spule Anordnungen den magnetischen
Flussgradienten zu messen (Abbildung 37). Hierzu kann eine Spule mit einer X-, Y-, ZVerstelleinrichtung gegenüber einem Magneten exakt positioniert werden. Der Magnet ist auf einem
Vibrationstisch befestigt und vollführt eine geregelte Vibration. Über die induzierte Spannung bei
bekannter Geschwindigkeit kann dadurch der magnetische Flussgradient gemessen werden. Die
Flussfunktionen wurden für die verschiedenen Konfigurationen gemessen.
Um die Simulationen zu verifizieren wurden dann mit den Messparametern die Flussfunktionen zum
Vergleich simuliert. Beispielhafte Ergebnisse sind für Konfiguration I und für Konfiguration II in
Abbildung 38 und Abbildung 39 dargestellt.
X-, Y-, Z-Verstelleinrichtung
Magnethalter
Spulenhalter
Vibrationstisch
Abbildung 37: Messvorrichtung zur Bestimmung des magnetischen Flussgradienten der
unterschiedlichen Magnet/Spule Konfigurationen
35
150708_Messung_1_Konf_I_D3x5
6
∂φ/∂ x [V/m/s]
5
4
3
2
1
0
0
simulation
measurement
0.2
0.4
0.6
to/hcoil
0.8
1
150708_Messung_1_Konf_I_D4x6
12
∂φ/∂ x [V/m/s]
10
8
6
4
2
0
0
simulation
measurement
0.2
0.4
0.6
to/hcoil
0.8
1
Abbildung 38: Gemessene und simulierte Flussfunktion für Konfiguration
unterschiedlichen Magnetgeometrien (oben Magnet D3x5mm, unten Magnet D4x6mm)
36
I
mit
160708_Messung_1_Konf_II_D10x3
20
∂φ/∂x [V/m/s]
15
10
5
0
0
simulation
measurement
2
4
distance [mm]
6
8
170708_Messung_1_Konf_II_D10x10
25
∂φ/∂x [V/m/s]
20
15
10
5
0
0
simulation
measurement
2
4
6
distance [mm]
8
10
Abbildung 39: Gemessene und simulierte Flussfunktion für Konfiguration II
unterschiedlichen Magnetgeometrien (oben Magnet D10x3mm, unten Magnet D10x10mm)
37
mit
3.2.6
Aufbau und Konstruktion
Für die weitere Entwicklung wurden verschiedene Demonstrator-Vibrationswandler-Module mit den
zwei ausgewählten Architekturen und jeweils mehreren Eigenfrequenzen aufgebaut und im Labor
bzw. mittels Feldtests im Kfz überprüft.
3.2.6.1 Demonstratoren mit Architektur/ Konfiguration A I
Das Gehäuse der Architektur A I besteht aus zwei Bauteilen die durch eine Schraubenverbindung
zusammengefügt werden können. Zwischen den beiden Gehäuseteilen wird in einem eigens dafür
vorgesehenen Absatz ein gelasertes Spiralfederelement geklemmt. Auf diesem Spiralfederelement
sind eine Distanzscheibe und der Schwingmagnet aufgeklebt. Durch Optimierungsrechnungen wurde
für das gegebene Konstruktionsvolumen ein Zylindermagnet mit Durchmesser 10mm und Höhe 6mm
bestimmt. Um auf handelsübliche NdFeB Magnete zurückgreifen zu können ist der eingesetzte
Schwingmagnet aus zwei Magneten zusammengesetzt (farbliche Markierung Nord-/Südpool in
Abbildung 40.
Schrauben
Elektronik (Gleichrichter)
Zylinderspule
Gehäuse (Oberteil)
Zylindermagnet
Distanzscheibe
Spiralfederelemen
Gehäuse (Unterteil)
Abbildung 40: Aufbau des ersten Energiewandler Demonstrators A I
In dem Gehäuse Oberteil wird die Baugruppe Induktionsspule mit Gleichrichterschaltung eingesetzt
und vergossen. Damit ist sichergestellt, dass der empfindliche Spulendraht (40µm Durchmesser)
durch die Vibration keinen Schaden nehmen kann. Insgesamt wurden fünf Demonstratoren mit
unterschiedlichen Resonanzfrequenzen realisiert (Abbildung 41).
38
Abbildung 41: Energiewandler Demonstratoren mit den aus den Vibrationsspektren
abgeleiteten idealen Resonanzfrequenzen
3.2.6.2 Demonstratoren mit Architektur/ Konfiguration A II
Das Gehäuse der Variante A II besteht aus drei Spritzguss-Bauteilen, die durch eine Steck-/
Schweißverbindung einfach zusammengefügt werden können. In das mittlere Gehäuseteil wird ein
gelasertes Spiralfederelement an seinem Festlager eingespritzt. Auf diesem Spiralfederelement ist
eine Spritzgusstasche, die als Halter für den Magneten dient, angeschweißt.
Abbildung 42: Harvester-Demonstrator A II (Redesign) mit Elektronik und Puffer
Durch Optimierungsrechnungen wurde für das gegebene Konstruktionsvolumen ein optimaler
Zylindermagnet bestimmt. In dem Gehäuse Oberteil wird die Baugruppe Induktionsspule mit
39
Gleichrichterschaltung eingesetzt. Damit ist sichergestellt, dass der empfindliche Spulendraht die
Vibration keinen Schaden nehmen kann.
Gemeinsam mit dem Projektpartner A. Raymond wurden eine Kleinserie Demonstratoren mit zwei
unterschiedlichen Resonanzfrequenzen: 60 Hz und 110 Hz, realisiert.
Abbildung 43: Harvester-Demonstrator A II (Redesign) mit Elektronik (Rectifier)
Zur Erhöhung der Ausgangleistung wurde auf Seite der Elektronik der Vollbrückengleichrichter durch
einen NMOS Gleichrichter ersetzt. Trotz sorgsamer Auswahl der eingesetzten Dioden bleiben die
physikalisch bedingten Spannungsverluste von einigen 100mV.
Durch eine sog. NMOS Gleichrichter, bei dem zwei Elektroden durch schaltende Transistoren ersetzt
werden, lässt sich die Ausgangscharakteristik durch niedrigere Vorwärtsspannungsverluste deutlich
verbessern.
40
Abbildung 44: Energieeffiziente Gleichrichtung: NMOS-Gleichrichter erstetzt VollbrückenGleichrichter
Als Energie-Puffer, -zwischenspeicher wird eine Doppelschicht Gold-Cap Kondensator eingesetzt.
Dieser zeichnet sich durch eine hohe Energiedichte aus und erfordert keine, ihrerseits
verlustbehaftete, Laderegelung.
Abbildung 45: Energie-Zwischenspeicher: Doppelschichtkondensator (Gold-Cap)
41
3.2.7
Experimentelle Untersuchung der Energiewandler
3.2.7.1 Laboruntersuchungen
Vor den Feldtest wurden die Demonstratoren zunächst in der Laborumgebung des HSG-IMIT unter
idealisierten Bedingungen, d.h. unter kontrollierter harmonischer Schwingungsanregung
charakterisiert. Hierzu wurden auf einem Rütteltisch (Labor Shaker) Frequenzdurchläufe realisiert und
die von den Energiegeneratoren induzierte Spannung für verschiedene Vibrationsamplituden und
Lastwiderstände aufgezeichnet.
Aus den Ergebnissen konnte die mechanische und elektromagnetische Dämpfung der Generatoren
bestimmt werden. Ein beispielhaftes Messergebnis ist in Fehler! Verweisquelle konnte nicht
gefunden werden. zu sehen. Weiterhin ist ein direkter Vergleich mit den simulierten und der
tatsächlich gemessenen Resonanzfrequenz möglich (Tabelle 2). Die maximale Leistungsdichte der
verschiedenen Demonstratoren (unter Laborbedingung) ist in Abbildung 47dargestellt.
Tabelle 2: Simulierte Resonanzfrequenzen (FEM Modalanalyse) und Messungen
fRes Simulation [Hz]
fRes Messung [Hz]
Abweichung [%]
80
82,5
3,13
130
130,5
0,77
155
146
5,16
170
175,5
3,23
245
244,5
0,20
Generator 84016 (fRes=82.501Hz, bmech=0.076N/m/s, bemag=0.038N/m/s)
11
37µm amplitude (open circuit)
interpolated
bandwith
10
9
54µm amplitude (Rl=6.7k Ω )
8
interpolated
bandwith
voltage pk [V]
7
37µm amplitude (Rl=6.7k Ω )
6
interpolated
bandwith
5
4
3
2
1
0
70
75
80
85
90
frequency [Hz]
95
100
105
Abbildung 46: Gemessene induzierte Spannung für Frequenzdurchläufe bei unterschiedlichen
Vibrationsamplituden (Laborumgebung)
42
power density [mW/cm³]
5.00
42.3 m/s²
4.00
31.4 m/s²
3.00
31.1 m/s²
2.00
14.5 m/s²
1.00
11.9 m/s²
0.00
25
50
75
100
125
150
175
200
225
250
275
frequency [Hz]
Abbildung 47: Maximale Leistungsdichte der Demonstratoren mit zugehörender Anregungsamplitude
Da die innere Auslenkung des 245 Hz Generators im Vergleich zu den anderen reduziert wurde, um
das Federelement vor Überlast zu schützen, wird die Tendenz von höheren maximalen
Leistungsdichten an dieser Stelle nicht fortgesetzt. Die Notwendigkeit die innere Auslenkung für hohe
Resonanzfrequenzen zu reduzieren ergibt sich aus der simulierten Spannung im Federelement. Um
diese zu bestätigen wurde ein Dauertest bei maximaler Auslenkung durchgeführt bis in der Feder
Ermüdungserscheinungen auftraten.
Abbildung 48: Simulierte Vergleichsspannung in der Feder bei maximaler Auslenkung (oben)
und Ausschnitt aus dem Federelement mit Ermüdungserscheinung nach dem Dauertest
43
In Abbildung 49 und Abbildung 50 sind die Ergebnisse für die im Redesign erarbeiteten Energy
Harvester Demonstrator Module mit Architektur A II, jeweils für 60 Hz und 110 Hz Eigenfrequenz,
dargestellt. Messungen und Simulationen sowohl für die Resonanzfrequenzen wie auch die
generierbare Ausgangsleistung zeigen dabei eine gute Übereinstimmung.
Abbildung 49: Energie-Generator (AII 60 Hz) Perfomance/ Labormessungen:
Spannung
Abbildung 50: Energie-Generator (AII 110 Hz) Perfomance/ Labormessungen:
Spannung
Leistung &
Leistung &
Beide Generatorvarianten zeigen bereits bei relativ kleinen Beschleunigungen von unter 1m/s² eine
sinnvoll nutzbare Ausgangsspannung von über 1 Volt.
44
3.2.7.2 Feldtest Energiewandler Demonstratoren
Mit jedem der fünf Demonstratoren der Konfiguration A I und der zwei Demonstratoren der
Konfiguration A II wurden Feldversuche durchgeführt. Dabei wurden zwei Einbauorte an fluidischen
Leitungen im Motorraum eines Kfz untersucht.
Beschleunigungssensor
Schlauchadapter
Energiewandler Demonstrator
Abbildung 51: Messpunkte im Motorraum eines Kfz an denen die Feldversuche durchgeführt
wurden
Parallel zu der induzierten Spannung des Generators wurde auch die auf den Generator wirkende
Beschleunigung aufgezeichnet. Auf diese Weise wurden charakteristische Streckenprofile wie z.B.
Stadt- und Landfahrten untersucht.
rpm [1/min]
Power/frequency (dB/Hz)acceleration [m/s²]
Landfahrt 1 Generator 084016 (fRes =84Hz)
50
0
-50
0
100
50
200
time [s]
4000
2000
0
300
0
100
200
time [s]
300
40
30
20
10
0
50
100
150
Frequency (Hz)
200
250
Ueff [V]
Ueff (Pmax=2.37mW, Pmean=122μW, Rl=6.7k Ω )
4000
2000
0
0
50
100
150
200
time [s]
250
300
350
Abbildung 52: Beispielauswertung einer Landfahrt mit Energiewandler Demonstrator 084016,
82Hz
45
Eine Beispielauswertung ist in Abbildung 52 zu sehen. In der ersten Reihe links ist die auf den
Generator wirkende Beschleunigung dargestellt. In der erstne Reihe rechts wird die während der Fahrt
ebenfalls gespeicherte Drehzahl des Motors gezeigt. In der zweiten Reihe ist ein
Leistungsdichtespektrum der Beschleunigung zu sehen. Für diese Fahrt liegt die ideale
Resonanzfrequenz um 60Hz. In der dritten Reihe ist die effektive induzierte Spannung des
Energiewandler Demonstrators dargestellt. Stets, wenn die Vibration durch steigende oder fallende
Drehzahl mit der Resonanzfrequenz zusammenfällt resultiert ein Spannungsmaximum, das für diese
Fahrt beispielsweise ungefähr 4V beträgt.
Abbildung 53: Beispielauswertung einer Landfahrt für den Demonstrator A II. Die innere
Auslenkung wurde dabei aus Dauerfestigkeitsgründen konstruktiv auf (a) 0.4 mm und (b) 1
mm begrenzt
Abbildung 53 zeigt die Beispielauswertung einer Landfahrt für den Demonstrator A II. Die innere
Auslenkung wurde dabei aus Dauerfestigkeitsgründen konstruktiv auf (a) 0.4 mm und (b) 1 mm
begrenzt.
Der Mittelwert, über alle Stadtfahrten, der Ausgangsleistung des Demonstrators A II mit einem
sicheren Schwingweg von 0.4 mm beträgt c. 85 µW mit einer Standardabweichung von 25 µW. Erhöht
man den Schwingweg auf 1.5 mm erreicht der Mittelwert 176 µW.
Über alle Landfahrten liefert der Harvester in der konservativen Auslegung 143 µW bei einer
Standardabweichung von 47 µW. Bei einem Schwingweg von 1.5 mm erreicht der Harvester 321 µW
durchschnittliche Dauerleistung.
46
3.2.8
Generatorgehäuse
Als Energiequelle des IEKU-Systems ist ein induktiver Vibrationsgenerator geplant. Das
Generatorprinzip basiert auf einem vibrierenden Permanentmagnet, dessen Magnetfeld eine
feststehende Spule durchdringt. Durch die Relativbewegung zwischen Magnet und Spule ändert sich
das Magnetfeld im Innern der Spule kontinuierlich, wodurch ein Wechselstrom induziert wird. Bei der
Anordnung von Spule und vibrierendem Permanentmagnet kann man grob in zwei Konfigurationen
unterteilen:
Die wohl gebräuchlichste und auch im Projekt zuerst verwendete Konfiguration sieht vor, dass der
Magnet teilweise in eine Zylinderspule mit dementsprechend großem Innendurchmesser eintaucht.
Die hier verwendete Konfiguration, bei der sich der Magnet auf eine recht flache Spule zu bewegt
stellt dagegen einen besseren Kompromiss zwischen erzielbarer Spannung und möglicher
elektrischer Leistung dar. Durch Nachschalten eines Gleichrichters, eines Energiespeichers sowie
eines Spannungswandlers hinter die Spule lässt sich hieraus eine Konstantspannungsquelle ähnlich
einer Batterie aufbauen. Während die elektrische Auslegung des Generatorsystems vom HSG-IMIT
durchgeführt wurde, liegt ein großserientaugliches Fertigungskonzept im Fokus der Arbeit von
ARaymond.
Während das Designkonzept des Gehäuses im letztjährigen Zwischenbericht beschrieben wurde
wurden in der Zwischenzeit werkzeugfallende Teile aus einem Prototypenwerkzeug hergestellt und
montiert.
3.2.8.1 Funktion
Als Vorstufe zum IEKU System mit integriertem Generator wird ein separates Generatorgehäuse
entwickelt. Ziele dieser Entwicklung sind insbesondere:
-
Entwicklung eines Montagekonzeptes für den Generator
Das Montagekonzept muss eine zuverlässige Fixierung aller Komponenten im Gehäuse
sicherstellen. Hierbei soll von Anfang an auf Großserientauglichkeit geachtet werden, um
das Montagekonzept für die IEKU-Schnellkupplung adaptieren zu können. Diese
Anforderung bedingt direkt, dass möglichst keine oder nur wenige Klebevorgänge
verwendet werden.
-
Untersuchungen zur Evakuierung des Gehäuses
Der ideale Generator wird ausschließlich durch Entnahme einer elektrischen Leistung
47
gedämpft. Im realen Bauteil treten nicht zu vernachlässigende Dämpfungseffekte wie
Spaltströmung und Squeeze-Film-Damping durch die im Gehäuse befindliche Luft auf.
Um die Größe dieser Effekte quantitativ beurteilen zu können ist vorgesehen das
Gehäuse evakuieren zu können.
-
Untersuchungen zur Kapselung des Gehäuses
Das Gehäuse muss zum Erhalt des Unterdrucks luftdicht verschließbar sein. Gleichzeitig
soll der notwendige Versiegelungsaufwand nach Möglichkeit nicht nur den Deckel fixieren
sondern gleichzeitig auch die PCB Komponenten einkapseln, um diese nicht separat
fixieren zu müssen.
-
Untersuchungen zur Verbindungstechnik zwischen Feder und Permanentmagnet
Während der Permanentmagnet bei bisherigen Versuchsaufbauten auf die Feder geklebt
wurde ist dieser Prozess in der IEKU zu fehleranfällig, aufwändig und nicht ausreichend
langzeitstabil. Aus diesem Grund werden hier alternative Verbindungsmethoden
untersucht.
Das Gehäuse muss neben dem eigentlichen Generator auch Platz für eine Leiterplatte bieten, auf der
zumindest ein Gleichrichter, unter Umständen auch ein Energiespeicher und Spannungswandler
aufgebaut sind. Neben diesen Zielen bestehen noch weitere konstruktive Anforderungen an das
Gehäuse:
-
Bereitstellung eines Anschlags für die Schwingung
-
Integration eines Halteclips in das Gehäuse
3.2.8.2 Design
Um die zu versiegelnde Kontaktfläche gering zu halten wird als grundlegende Struktur eine
rotationssymmetrische Kappe gewählt, in die die einzelnen Komponenten hinein montiert werden und
die dann mit einem Deckel verschlossen wird. Im Folgenden werden nun einige kritische Punkte bei
der Montage einzeln beleuchtet:
Positionierung und Fixierung der Feder
Um die Feder ohne Klebeprozess im Gehäuse zu fixieren wird diese mit einem Hohlzylinder umspritzt.
Somit wird die Feder mechanisch befestigt und entlang der Schwingungsrichtung positioniert. Um eine
fomschlüssige Verbindung der Feder mit dem Kunststoff zu erreichen und die Positionierung im
Spritzgusswerkzeug zu ermöglichen, werden außerhalb der eigentlichen Federgeometrie
Formschlusselemente integriert. Da diese vom Kunststoff durchflossen werden wird hierdurch auch
die Verbindung des oberen Teils der Hülse mit dem unteren Teil realisiert. Des Weiteren wird in der
Mitte der Struktur eine Bohrung vorgesehen die der Verbindung des Permanentmagneten mit der
Feder dient.
48
Abbildung 54: Positionierung der Schwingfeder des Harvesters
Fixierung des Permanentmagneten auf der Feder
In den bisher aufgebauten Generatordemonstratoren wurde der Permanentmagnet mit Hilfe eines
Distanzstückes festgeklebt. Da im Automobilsektor von einer Laufzeit von 10 bis 15 Jahren
ausgegangen wird stellt eine Klebeverbindung an dieser recht hoch belasteten Stelle eine mögliche
Schwachstelle dar. Des Weiteren ist die exakte Positionierung bei einer reinen Klebung schwierig zu
bewerkstelligen. Aus diesem Grund wird ein Kunststoffträger verwendet, der mit der Feder vernietet
wird. Der Niet wird hierbei durch Umformung des durch die Feder durchragenden Bolzens erzeugt.
Diese Umformung kann entweder durch Wärmezufuhr (thermisches Nieten) oder durch Ultraschall
(Ultraschallnieten) erfolgen. In diesen Kunststoffträger wird der Permanentmagnet dann eingeklebt, da
aufgrund der großen Klebefläche hier nicht mit Schwachstellen gerechnet werden muss.
Abbildung 55: Montage der Magnetaufnahme des Harvesters
Montage der einzelnen Baugruppen
Der Hauptteil des Gehäuses ist eine rotationssymmetrische Kappe, die durch ihre Öffnung bestückt
wird. In dieser Kappe ist zudem eine weitere kleine Öffnung vorgesehen, die als Durchführung für die
benötigten elektrischen Leitungen dient. Diese Öffnung wird auch dazu verwendet das Gehäuse nach
Verschließen der großen Öffnung zu evakuieren. Durch Verschließen mit einem Klebstoff (Hotmelt
oder 1K Harz) unter Vakuum kann somit ein stabiler Unterdruck im Gehäuse realisiert werden.
49
Bei der Bestückung wird zuerst die Leiterplatte, auf der die Gleichrichterschaltung aufgebracht ist,
montiert. Um auch die Bestückung mit einem kleinen Energiespeicher, z.B. einem Kondensator,
zuzulassen wird oberhalb der Platine ein Freiraum vorgesehen. Auf der Rückseite der Leiterplatte ist
zu diesem Zeitpunkt bereits die Generatorspule festgeklebt und verlötet.
Nach unten wird die Leiterplatte von einer Distanzhülse abgestützt, die gleichzeitig auch den Anschlag
für den Magnetträger bereitstellt. Somit ist ein minimaler Abstand zwischen Spule und
Permanentmagnet immer garantiert. Ein weiterer Vorteil dieser relativen Positionierung des
schwingenden Systems ist, dass dieser minimale Abstand sehr gering gehalten werden kann, was die
maximal erzielbare Leistung des Generators deutlich erhöht.
Abbildung 56: Gesamtaufbau des Harvesters
An diese Distanzhülse schließt direkt die bereits besprochene Feder/Magnet-Gruppe an. Da diese
bereits in einer Hülse verankert ist, muss diese Hülse nur noch in das Gehäuse eingeschoben werden
und sichert somit auch die Position der darüber liegenden Komponenten.
Anschließend wird das Gehäuse mit einem Deckel verschlossen, der seinerseits die Feder/MagnetGruppe hält. Als Befestigungsmethode wird auch hier auf
eine Klebung verzichtet, stattdessen soll der Deckel
aufgeschweißt werden. Hierzu bieten sich insbesondere
Ultraschallschweißen,
Rotationsreibschweißen
und
Laserschweißen an.
Da Ultraschallschweißen und Rotationsreibschweißen
prinzipiell mit der gleichen Schweißgeometrie durchgeführt
werden können wird das Gehäuse für diese beiden
Schweißprozesse ausgelegt. Um den Generator an einer
Vibrationsquelle (z.B. einem Metallbracket an einem
Verbrennungsmotor) montieren zu können wird zudem ein
Ankerfuß mit Federschirm in das Gehäuse integriert. Um zu
verhindern, dass die Schwingungsübertragung durch den
Schirm zu stark gedämpft wird, wird hierbei eine steife
Federschirmgeometrie gewählt, sodass die Verbindung im
unteren Frequenzbereich (10- 100 Hz) als auch bei großen Schwingungsamplituden (30g) einen
festen Sitz in der Bohrung aufweißt. Der Ankerfuß kann auf Löcher mit 8mm Durchmesser und einer
Materialstärke von 2mm montiert werden.
50
Um eine korrekte Auslegung von Ankerfuß und Federschirm zu gewährleisten wurden Simulationen
des Einbauzustandes und des Demontageverhaltens durchgeführt. Beide Simulationen werden als
statische Simulationen ausgeführt, wobei die Montageplatte durch Kontaktelemente mitmodelliert wird.
Bei der Simulation der Einbausituation ist insbesondere die Dehnung im Federschirm, der permanent
unter Spannung steht, von Bedeutung. Diese Dehnung sollte 30% nicht überschreiten, da ab 30%
Dehnung mit plastischer, also irreversibler Dehnung, zu rechnen ist. Gleichzeitig muss der
Federschirm eine ausreichend hohe Kraft auf die Montageplatte ausüben, damit eine ausreichende
Schwingungsamplitude an den Generator übertragen wird. Die nichtlineare statische Analyse wurde
mit dem Finite – Elemente – Programm Abaqus, Version 6.8-1 durchgeführt. Die folgende Grafik zeigt
das Simulationssetup: der Federschirm wird soweit verbogen, dass die Montageplatte die
Einbauposition annimmt:
Pinned part
Abbildung 57: Clipsverbindung des Harvester Gehäuse
In der Simulation wird dies bewerkstelligt, in dem eine Kraft an der Kontaktstelle aufgebracht und die
daraus resultierende nichtlineare Verschiebung berechnet wird. Dieser Vorgang wird unter Anpassung
der Anpresskraft solange wiederholt bis die Verschiebung an der Kontaktstelle den gewünschten Wert
aufweist. Die folgende Graphik zeigt den simulierten Federschirm aus zwei verschiedenen
Perspektiven. Die Farbkodierung steht dabei für die Materialdehnung, wobei das Maximum der Skala
hier auf 1% festgesetzt ist. Die Materialdehnung bleibt in der Simulation also deutlich unter 1%,
sodass auch bei längerer Einspannsituation nicht mit plastischer Verformung zu rechnen ist.
Abbildung 58: FEM Netzmodell Clipsverbindung
51
Als zweite Simulation wird der Demontage- oder Ausreisvorgang untersucht. Hierbei wird das
Generatorgehäuse an der Grundplatte fixiert und die Montageplatte nach unten weggezogen, wie in
der folgenden Grafik gezeigt. Ein Ergebnis dieser Simulation ist eine qualitative Beschreibung des
Ausreisvorganges und der Schwachstellen im Bauteil, die zu einem Versagen der Rastverbindung
führen. Ein weiteres Ergebnis ist die quantitative Beurteilung der Ausreiskraft, die zum Versagensfall
führt.
Pinned area
Displacement
applied
Abbildung 59: Verformungen in der Clipsverbindung Harvestergehäuse
Bei dieser Simulation wird eine Kraft auf die Ankerfußfläche aufgebracht und aus dieser Kraft die
Verformung des Bauteils berechnet. Durch sequenzielles Anheben dieser Kraft lässt sich eine KraftWeg Kurve des Ausreißvorganges bestimmen. Abbruchkriterium der gesamten Simulation ist, wenn
die Dehnungen oder Spannungen im Bauteil die Grenzwerte des Materials überschreiten.
Die folgende Grafik zeigt wieder den Dehnungsverlauf im Bauteil beim Ausreißversuch, wobei für die
Farbkodierung hier ein Maximalwert von 30% festgesetzt wurde. Das Bauteil würde also an den grau
verfärbten Flächen plastisch verformt werden oder reißen. Es zeigt sich allerdings aus der qualitativen
Beurteilung des Ausreißvorganges, dass das Bauteil nicht zerstörungsfrei ausgerissen werden kann,
eine gezielte Demontage kann nur erfolgen, wenn der Ankerfuß unterhalb der Montageplatte
zusammengedrückt wird. Dies bedeutet, dass für die Verrastung von einer formschlüssigen
Verbindung ausgegangen werden kann, während ein Clip, der sich zerstörungsfrei ausreißen lässt,
immer zumindest teilweise durch Kraftschluss gehalten wird.
52
Abbildung 60: Spannungsverteilung in der Clipsverbindung
Zur quantitativen Beurteilung des Ausreißvorganges kann die Kraft-Weg-Kurve verwendet werden,
wie unten dargestellt. Hierbei muss hinzugefügt werden, dass die Simulation nur ein Viertel der
gesamten Geometrie berücksichtigt, dass die tatsächliche Ausreißkraft also dem Vierfachen der unten
dargestellten Kurve entspricht.
50
45
40
35
Force [N]
30
25
20
15
10
5
0
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
Displacement [mm]
Abbildung 61: Kraft- Wegdiagram der Clipsverbindung
53
1.4
1.6
1.8
2
Die Analyse ergibt eine Abnahme der Kraft nach Überschreiten eines Scheitelpunktes. Diese
Abnahme lässt sich durch die Verformung des Ankerfußes und damit verbunden der wechselnden
Federwirkung erklären. Die quantitative Analyse ergibt hier eine benötigte Ausreißkraft von über 180N,
somit ist ein Versagen des Ankerfußes nicht zu erwarten.
3.2.8.3 Prozesse
Die Gehäuseteile werden alle im standard Kunststoffspritzgießprozess, auf den hier nicht näher
eingegangen wird, hergestellt. Eine Ausnahme stellt lediglich der Federträger da, da hierbei ein
Einlegeteil verwendet wird, das im Spritzgießprozess umspritzt und somit formschlüssig verbunden
wird. Beim Umspritzen wird grundsätzlich ein Einlegeteil in das geöffnete Werkzeug eingelegt. Um
dies zu ermöglichen wird üblicherweise mit Vertikalspritzgießmaschinen gearbeitet. Mit dem Schließen
des Werkzeuges wird dieses Einlegeteil dann in seiner Position fixiert und an den nicht zu
umspritzenden Stellen abgedichtet. Die Kunststoffschmelze legt sich dann um diejenigen Teile
herum, die in die Kavität hineinragen und sichert so nach dem Abkühlen eine feste Verbindung.
Besonderes Augenmerk muss hierbei auf dem Werkzeugdesign liegen, da das Werkzeug zum Einen
eine gute Abdichtung und Fixierung des Einlegeteils bereitstellen muss, zum Anderen aber verhindert
werden muss, dass das Werkzeug beim Zufahren durch das Einlegeteil beschädigt wird, z.B. durch zu
eng gewählte Toleranzen. Um sicherzustellen, dass die Feder auch komplett ohne Lunker umspritzt
werden kann, wurde eine Befüllsimulation durchgeführt. Als Software kam hierbei das
Simulationsprogramm Moldflow zum Einsatz.
Die Bilderfolge unten zeigt 4 Schritte des Befüllvorganges, wobei die Farbkodierung die Zeit im
Spritzvorgang anzeigt, bis ein bestimmter Bereich gefüllt ist. Bei geeigneter Auswahl zweier
Anspritzpunkte lässt sich die gesamte Kavität in ca. 0.43s befüllen, Lunker sind keine sichtbar.
Abbildung 62: Füllstudie Federträgerelement Harvester
54
Ein weiterer wichtiger Prozessschritt ist die Ausformung des Nietes, der den Magnetträger mit der
Feder verbindet. Wie oben erwähnt bieten sich hierfür die Methoden thermisches Nieten und
Ultraschallnieten an. Beide Methoden basieren darauf, dass ein bereits erstarrtes thermoplastisches
Material nochmals aufgeschmolzen und durch einen Stempel in einen Niet umgeformt wird. Je nach
Art des Energieeintrags wird unterschieden zwischen thermischem Nieten und Ultraschallnieten. Beim
thermischen Nieten wird häufig ein beheizter Stempel verwendet um den Kunststoff aufzuschmelzen,
es ist aber auch möglich den Kunststoff mit einem kontrolliert zugeführten Heißluftstrom in Schmelze
zu bringen und den Niet mit einem kalten Stempel auszuformen. Beim Ultraschallnieten dient der
Stempel selbst als Sonotrode, also als mit Ultraschall angeregtes Werkzeug über das die Energie in
das Bauteil hineingebracht wird. An der Kontaktstelle zwischen Sonotrode und Werkstück wird der
Thermoplast durch den Energieeintrag aufgeschmolzen und direkt zum Niet umgeformt. Um hierbei
die Schmelze gut einzuleiten muss darauf geachtet werden, dass die Kontaktstelle zu Beginn des
Nietvorgangs möglichst klein ist, dass das zu umformende Teil also z.B. eine Spitze aufweist.
Als nächsten Prozess soll hier kurz auf das Verschweißen des Gehäuses eingegangen werden.
Prinzipiell basieren Schweißprozesse darauf, dass die Fügepartner lokal aufgeschmolzen werden,
sich in der Schmelze vermischen und beim Abkühlen eine homogene Fügenaht bilden.
Dementsprechend unterscheiden sich Schweißprozesse hauptsächlich in der Art des Energieeintrags,
die dem Prozess auch den Namen gibt. Mit dem gewählten Design ist es möglich
Rotationsreibschweißen oder Ultraschallschweißen einzusetzen. Beim Rotationsreibschweißen
werden die Fügepartner zueinander in Rotation gebracht und aufeinander gepresst. Durch die
entstehende Reibungswärme schmilzt der Kunststoff an den Kontaktstellen auf und bildet nach
Beendigung des Schweißvorgangs eine feste Schweißnaht. Beim Ultraschallschweißen wird – im
Gegensatz zum Ultraschallnieten – die Schmelze nicht direkt an der Sonotrode gebildet, sondern die
Sonotrode liegt möglichst flächig auf dem Fügepartner auf. Dadurch wird die Schwingung in das
Material übertragen und das Aufschmelzen findet erst an der Kontaktstelle der Kunststoffteile statt.
Um eine erfolgreiche Verschweißung zu gewährleisten gibt es verschiedene Ansätze zum Design der
Kontaktstelle. Prinzipiell muss auch hier darauf geachtet werden, dass die Kontaktfläche möglichst
gering ist.
3.2.8.4 Materialien
Bei der Auswahl der Materialien muss ein besonderes Augenmerk auf die Kompatibilität zu den
geplanten Prozessschritten gelegt werden, wichtigstes Kriterium sind aber die Anforderungen an das
fertige Bauteil. So lassen sich z.B. amorphe Thermoplaste sehr gut umformen, sind in ihren
mechanischen Eigenschaften aber nicht ausreichend. Die Anforderungen variieren hierbei von Bauteil
zu Bauteil. Für die im Innern gelegenen Elemente z.B. ist es besonders wichtig, dass diese auch bei
sehr dünnen Wandstärken ausreichend steif sind. Für diese recht filigranen Teile eignen sich
insbesondere Flüssigkristalline Polymere (LCP Liquid Crystal Polymer). Diese Materialgruppe der
Thermoplaste weißt auch in der Schmelze kristalline Strukturen auf, die zu einem hochkristallinen
Werkstoff erstarren. Darüber hinaus sind diese Werkstoffe hoch fließfähig, sodass sich auch kleine
Kavitäten gut füllen lassen. Das äußere Gehäuse muss eine ausreichende Stabilität erreichen,
insbesondere am Ankerfuß und an den Schirmfedern. Aufgrund seiner Eigenschaften bietet sich hier
ein Polyamid an. Polyamide sind teilkristalline Thermoplaste mit einer hohen Steifigkeit. Da diese
Materialien als technische Thermoplaste weit verbreitet sind kann hier auch auf einen großen
Erfahrungsschatz bei der Auslegung der Raststrukturen zurückgegriffen werden. Sowohl Polyamide
als auch Flüssigkristalline Polymere können in den hier vorgestellten Prozessen verwendet werden.
55
3.2.8.5 Fertigung
Die Spritzgussteile wurden in einem Aluminiumwerkzeug gefertigt. Zur Überprüfung der
Fertigungstoleranzen wurde von jedem Bauteil eine Losgröße von 5 Teilen vermessen. Die
Ergebnisse dieser Messung sind in der folgenden Tabelle dargestellt:
Tabelle 3: Fertigungstoleranzen
1
26,76
3,7
12,91
18,01
8,56
Gehäuse
Deckel
Federträger
Distanzring
Magnethalter
2
26,53
3,68
12,99
18,04
8,55
3
26,56
3,74
12,87
17,99
8,58
4
26,58
3,73
13
18
8,54
5
26,59
3,65
12,97
18,07
8,57
Sollwert Mittelwert σ
26,7
26,604 0,09
3,5
3,7
0,09
13
12,948 0,05
18
18,022 0,03
8,5
8,56
0,03
Wie weiter oben bereits beschrieben, wurde die Bronzefeder des schwingenden Systems in ein
Kunststoffteil eingebettet. Hierbei wurden zwei verschiedene Bronzefedern gefertigt, eine für einen
Schwingungswandler mit 60 Hz Resonanzfrequenz, die andere für 100 Hz Resonanzfrequenz.
Abbildung 63 zeigt die umspritzte Feder für die beiden Konfigurationen.
Um zu überprüfen ob die Federn durch das Umspritzen geschädigt wurden, wurden jeweils drei
Federn beider Konfigurationen mit einem Kraft-Weg-Messgerät vermessen.
7
Standardkraft [N]
6
60Hz
Feder1
Feder 2
Feder 3
100Hz
Feder 1
Feder 2
Feder 3
5
4
3
2
1
0
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
Steifigkeit (N/m)
Frequenz (Hz)
1894,455617
1791,988284
1791,833094
57,64727097
56,06658678
56,06415899
6207,047833
6174,921027
6520,342965
104,346787
104,0763945
106,9477753
1,2
Standardweg [mm]
Abbildung 63: Feder- Charakteristik des 60Hz und 100 Hz Generators
56
Die Grafik zeigt sowohl die aufgenommene Messkurve für eine der 100Hz Federn als auch die
berechneten Steifigkeiten sowie die theoretischen Resonanzfrequenzen des unbedämpften
schwingenden Systems. Im aufgebauten Generator treten allerdings zusätzliche Dämpfungseffekte
auf. Zum Einen ist dies die Kopplung an die Induktionsspule, also die Nutzenergie die dem System
entzogen wird, zum Anderen fluidmechanische Dämpfungseffekte durch die Luft im Gehäuse. Diese
Dämpfungseffekte führen dazu, dass für das komplett aufgebaute System von einer nochmals
niedrigeren Resonanzfrequenz ausgegangen werden kann.
Als zweiter kritischer Punkt neben der Umspritzung der Feder ist die Befestigung des Magneten and
dieser Feder zu nennen. Da der Magnet selbst nur durch Kleben befestigt werden kann wird hierzu ein
Kunststofftopf verwendet, in den der Magnet eingeklebt wird und der in der Feder durch Ultraschall
vernietet wird. Für diesen Niet wird eine 20kHz Ultraschallschweißmaschine der Fa. Branson mit einer
rautierten Nietsonotrode verwendet.
Abbildung 64: Ultraschall Nietvorrichtung
Oben dargestellt ist der Nietvorgang. Hierbei wird der Kunststofftopf auf einen geeigneten Stempel
aufgelegt und die Feder darauf platziert, sodass der Federträger durch sein Eigengewicht unten
gehalten wird. Danach wird mit der Sonotrode aufgefahren, wobei erst ab erreichen einer Gegenkraft,
also bei Kontakt Schall aufgebracht wird.
Das Bild unten zeigt den unvernieteten Dorn des Magnethalters (links), rechts wird der ausgeformte
Niet und der verschweißte Topf gezeigt.
57
Abbildung 65: Nietverbindung nach dem Ultraschallschweißen
In diesen Topf wird dann der Magnet mit einem warmaushärtenden 2-Komponenten Klebstoff auf
Epoxid-Basis (EPO-TEK 353 ND) eingeklebt. Diese komplette Schwinggruppe wird dann zusammen
mit den anderen Komponenten in folgender Reihenfolge in das Gehäuse montiert:
•
•
•
•
•
Die Leiterplatte mit integriertem Gleichrichter und aufgeklebter Spule wird in das Gehäuse
montiert, der Kabelanschluss wird dabei durch eine Öffnung im Gehäuse nach außen geführt.
Falls eine Evakuierung des Gehäuses nötig ist, kann diese Kabeldurchführung durch eine
Verklebung verschlossen werden.
Der Distanzring, der den minimalen Abstand zwischen Magnet und Spule bewerkstelligt wird
montiert.
Die Schwingungsgruppe mit dem verklebten Magneten wird montiert.
Das Gehäuse wird durch einkleben in das Fußteil verschlossen. Für diesen Zweck ist dieses
Fußteil mit einer Klebenut versehen in die der Klebstoff (ebenfalls EPO-TEK 353-ND)
eingebracht wird. Anschließend wird das Gehäuse eingepresst und der Kleber thermisch
ausgehärtet.
Abbildung 66: Generator Einzelteile und ZSB
58
3.2.8.6 Charakterisierung
Zur Überprüfung der Dauerfestigkeit wurde ein Generator mit 55Hz Resonanzfrequenz auf einem
Shaker bei 55 Hz Erregungsfrequenz und 4g Beschleunigungsamplitude getestet. Hierbei wurde der
Generator mit 1.9kΩ belastet und die über dem Widerstand abfallende Spannung in regelmäßigen
Abständen aufgezeichnet und bezüglich maximaler, mittlerer und durchschnittlicher Spannung sowie
der mittleren Leistung ausgewertet (siehe Graphik). Hierbei zeigte sich ein leichter Abfall in allen
Kenngrößen über die ersten 5 Mio. Zyklen, der wohl am ehesten durch Relaxationsvorgänge zu
erklären ist. Danach stellt sich eine recht konstante Ausgangsleistung von ca. 0.75mW bei einer
durchschnittlichen Spannung von 1.2V ein. Nach ca. 18 Mio. Zyklen brechen allerdings die mittlere
Spannung und die mittlere Leistung des Systems signifikant ein.
2,50
2,00
U Max [V]
U Min [V]
U Mean [V]
P Mean [mW]
1,50
1,00
0,50
0,00
0 E06
5 E06
10 E06
15 E06
20 E06
25 E06
30 E06
Zyklen
Abbildung 67: Erzeugte Generatorspannung in Abhängigkeit der Lastzyklen
2,50
2,50
2,00
2,00
Voltage (V)
Voltage (V)
Dieser Leistungseinbruch lässt sich insbesondere in der aufgenommenen Spannung nachvollziehen.
In Abbildung 68 zeigt die linke Grafik die Ausgangsspannung des Generators zu Beginn der Messung.
Die geringen Schwankungen in der Spitzenspannung deuten darauf hin, dass Erregerfrequenz und
Eigenfrequenz des Systems hier sehr gut korrelieren. Im rechten Bild hingegen ist eine sehr deutliche
Schwebung im Ausgangssignal zu erkennen, d.h. Erregerfrequenz und Resonanzfrequenz des
Systems stimmen hier nicht mehr überein. Da die Erregerfrequenz als konstant angesehen werden
kann, muss sich hier also die Resonanzfrequenz deutlich verschieben, was auf einen Bruch in der
Bronzefeder hindeutet. Dieser Bruch ist auch im aufgeschnittenen Generator sehr deutlich zu
erkennen.
1,50
1,00
1,00
0,50
0,50
0,00
0,00
1,50
0,02
0,04
Time (s)
59
0,06
0,08
0,00
0,00
0,02
0,04
Time (s)
0,06
0,08
Abbildung 68: Gemessene Generatorspannung (oben) und Federbruch nach Dauerbetrieb
(unten)
An den Klebe- und Nietverbindungen sowie an den Kontaktstellen zwischen Feder und
Kunststoffkörper konnten keine Fehler festgestellt werden.
Da der Bruch erst nach ca. 18 Mio. Zyklen mit konstanter Belastung aufgetreten ist kann hier von
einem Belastungsbruch ausgegangen werden. Um nun die Ursachen dieses Bruches genauer zu
untersuchen wurden Mikroskopaufnahmen einer unbelasteten Feder durchgeführt (Abbildung 69):
60
Abbildung 69: Detailaufnahmen der lasergeschnittenen Prototyp- Federn
Deutlich zu erkennen sind die starke Vorschädigung der Feder, die sehr wellige Schnittform und die
starken Riefen an den Schnittkanten. All diese Effekte können zu massiven Spannungsüberhöhungen
im Lastfall führen und scheinen die naheliegendste Erklärung für das Versagen der Feder im
Schwingungsversuch. All diese Effekte können auf den Laserschneidprozess zurückgeführt werden.
Während dieser Prozess es ermöglicht, mit geringem Zeitaufwand Prototypenteile zu erstellen, so
scheint er doch ungeeignet um dauerfeste Federn herzustellen. Somit sollte dieser
Herstellungsprozess nach Möglichkeit durch einen Feinstanzprozess ersetzt werden.
Zu Überprüfen ist weiterhin, ob die extrem schmalen Stege der 60Hz Feder ebenfalls ein Versagen
des Systems fördern, ob also das Federdesign nochmals geändert werden sollte. Um die
Zuverlässigkeit des Generatorsystems zu erhöhen muss also insbesondere das Federdesign und der
Herstellungsprozess weiter optimiert werden, während die Aufbautechnik in weiteren, länger
andauernden Tests qualifiziert werden sollte.
61
3.2.9
Dimensionierung des Energiespeichers
3.2.9.1 Messung der Leistungsaufnahme eines Sendevorganges
Da der Energiebedarf der elektrischen Schaltung stark variiert – der Strombedarf im Ruhezustand ist
fast zu vernachlässigen – muss im System ein Energiespeicher vorgesehen werden, der zumindest
ausreichend Energie für einen einzelnen Mess- Sendezyklus bereitstellt. Somit lässt sich die Funktion
der elektrischen Schaltung in zwei grundlegende Zustände unterteilen:
1. Die Sensorfunktion ist im Schlafmodus, somit ist die im Harvester erzeugte elektrische
Energie deutlich größer als die verbrauchte Energie, der Energiespeicher wird also geladen.
2. Die Mikroelektronik befindet sich im Mess- Sendezyklus. Hierbei ist die benötigte
Energiemenge deutlich größer als die vom Harvester bereitgestellte, der Energiespeicher wird
also entladen.
Um den Energiespeicher auszulegen muss nun also zuerst die für einen Mess- Sendezyklus benötigte
Energie bestimmt werden. Auf dieser Basis wird dann der Energiespeicher ausgelegt. Da die während
dieser Zeit „geerntete“ Energiemenge klein im Vergleich zur verbrauchten ist kann diese hier
vernachlässigt werden.
Das unten abgebildete Diagramm zeigt eine Messung der Stromaufnahme über einen definierten
Widerstand (2.27 Ohm) bei zwei verschiedenen Versorgungsspannungen (2.7V und 3.5V). Während
sich hier bei der Leistungsaufnahme zum Teil deutliche Unterschiede zeigen, ist die kumulierte
Energie für den gesamten Sendezyklus im Rahmen der Messgenauigkeit gleichbleibend bei ca.
2.2mJ. Legt man nun ein Spannungsfenster von 4V bis 2.7V, d.h. die Spannung am Kondensator sinkt
während eines Mess- Sendezyklus von 4V auf 2.7V ab, so ergibt sich eine Kapazität von ca. 500µF.
Basierend auf dieser Voruntersuchung wurde mit verschiedenen Kondensatorgrößen das
Entladeverhalten am Kondensator selbst untersucht. Hierzu wurden Kondensatoren zwischen 220µF
und 2.2mF auf 6V aufgeladen und dann von der Versorgung abgeklemmt, sodass sie sich über die
Schaltung entluden. Hierbei wurde der Spannungspegel am Kondensator überwacht.
62
Leistung / Energie eines Sendevorganges
2,00E-01
2,50E-03
Leistung @ 2.7V
1,80E-01
Leistung @ 3.5V
Gesammtenergie @ 2.7V
Gesammtenergie @ 3.5V
1,60E-01
2,00E-03
1,20E-01
1,50E-03
1,00E-01
8,00E-02
1,00E-03
6,00E-02
4,00E-02
5,00E-04
2,00E-02
0,00E+00
0
0,01
0,02
0,03
0,00E+00
0,05
0,04
Time [s]
Abbildung 70: Leistung / Energie eines Sendevorgangs
Spannungsverlauf am Energiespeicher
6,50E+00
Spannung (V)
5,50E+00
4,50E+00
3,50E+00
2,50E+00
1,50E+00
-12,00 -10,00
2.2mF
1mF
0.47mF
0.22mF
-8,00
-6,00
-4,00
-2,00
Zeit (s)
Abbildung 71: Spannungsverlauf am Energiespeicher
63
0,00
2,00
4,00
6,00
Energie [J]
Leistung [W]
1,40E-01
Auch hier zeigt sich, dass ab einer Kapazität von ca. 500µF eine Funktion sichergestellt werden kann.
Um hier einen Sicherheitsfaktor einzubauen wurde die Kapazität für die Systemaufbauten auf 1mF
definiert.
3.2.9.2 Dead-Loop Vermeidung
Aus dem stark variierenden Energieverbrauch bei kleinem Energieangebot ergibt sich ein weiteres
inhärentes Problem. Wenn das Energieniveau bei Start des Mess- Sendezyklus nicht ausreichend
groß für einen kompletten Zyklus ist besteht die Gefahr, dass das System in einen sogenannten
Dead-Loop gerät, d.h. das System fährt bis zu einem gewissen Grad hoch und senkt dabei die
Spannung im Speicher unter die Mindestspannung der Schaltung. Somit wird kein Mess- Sendezyklus
komplett durchlaufen, sondern das System entzieht dem Speicher immer bereits so früh so viel
Energie, dass ein geordneter Sende- / Schlafzyklus nicht mehr initiiert werden kann. Dies zeigt sich in
der unten abgebildeten Graphik. Ab einer Spannung von ca. 1.9V startet der Microcontroller, wodurch
der Kondensator sofort unter die Spannungsschwelle gezogen wird, wodurch sich eine
Sägezahnstruktur in der Kondensatorspannung zeigt.
2,50E+00
Voltage (V)
2,00E+00
1,50E+00
1,00E+00
5,00E-01
0,00E+00
-5,00E+00
-2,00E+00
1,00E+00
4,00E+00
7,00E+00
1,00E+01
Time (s)
Abbildung 72: Dead-loop Verhalten des Mikrosystems
Um dieses zu verhindern bieten sich zwei grundsätzliche Möglichkeiten: Idealerweise wird die
Spannung am Energiespeicher überwacht und der Mess- Sendezyklus wird nur initiiert, wenn diese
hoch genug ist. Dies erfordert selbstverständlich einen direkten Zugriff der Mikroelektronik auf den
Energiespeicher, der sich vor der Spannungsumsetzung befindet, was eine zusätzliche
Messschaltung erfordert. Aus diesem Grund wurde im Projekt zuerst mit einer zweiten Möglichkeit
64
experimentiert, bei der der Erfolg des Mess- Sendezyklus überwacht wurde. Hierbei wurde beim Start
des Messzyklus ein Flag in einen nichtflüchtigen Speicherbereich geschrieben und erst nach
erfolgreichem Sendevorgang wieder gelöscht. Falls dieses Flag beim Start also gesetzt war, war der
vorherige Sendeversuch nicht erfolgreich. In diesem Fall wurde das Flag gelöscht und eine längere
Wartezeit vor dem neuen Sendeversuch initiiert. Mit dieser Methode konnte eine rein softwareseitige
Dead-Loop Prevention implementiert werden. Ein dabei auftretendes Problem war allerdings der
Stromverbrach beim Beschreiben des nichtflüchtigen Speichers sowie dessen Zyklenfestigkeit.
Aus diesem Grund wurde schließlich eine Messschaltung zur Bestimmung des Ladezustandes des
Kondensators mit implementiert, wobei die Schwellspannung zur Initiierung des MessSendevorganges auf 3,5V gesetzt wurde.
3.2.9.3 Systemmessungen
Um eine Systemqualifizierung durchführen zu können wurden verschiedene Aufbauten mit realen
Fahrprofilen auf einem Shaker getestet. Hierbei wurden zwei verschiedene Fahrprofile untersucht,
eines von einer Stadtfahrt und ein zweites aus dem Überlandverkehr.
Insbesondere bei der Startfahrt zeigen sich hier viele Phasen, in der nur eine Grundlast verfügbar ist.
Dies sind insbesondere Ampelphasen, bei denen der Motor im Leerlauf bleibt. Die maximal
auftretenden Beschleunigungen liegen bei ca. 50m/s². Ein deutlich weniger homogenes Bild zeigt sich
bei der Landfahrt, hier wurden Beschleunigungen bis 100m/s² gemessen, während der
Grundlastbereich nicht in relevanter Häufigkeit auftritt.
65
Abbildung 73: Beschleunigungsprofile (oben: Stadtfahrt, unten: Überlandfahrt)
Mit diesen Fahrprofilen wurden fünf IEKU-Aufbauten mit verschiedenen Resonanzfrequenzen auf
einem Shaker getestet und deren Antwortzeiten im gesamten Zyklus bestimmt. Zusätzlich wurde die
Resonanzfrequenz der einzelnen Systeme durch Anfahren mit konstanter Frequenz bestimmt. Fünf
66
verschiedene Demonstratoren wurden hierbei getestet, zwei mit Flex-Aufbau (F4&F6) und drei mit
MID-Systemträger (AVT1, AVT2 & AVT4).
140
120
120
110
100
Sendeintervall [s]
100
90
Mittleres Sendeintervall Stadtverkehr
80
Maximales Sendeintervall Stadtverkehr
80
Mittleres Sendeintervall Landstraße
60
Maximales Sendeintervall Landstraße
70
Resonanzfrequenz
40
60
20
50
0
40
F4
F6
AVT1
AVT2
Generatorresonanzfrequenz [Hz]
Fahrsimulation der IEKU systeme
AVT4
Prototyp
Abbildung 74: Mittlere Übertragungsraten bei verschiedenen Fahrsituationen
Erwartungsgemäß sind die Sendeintervalle am kürzesten, wenn die Resonanzfrequenz zwischen 50
und 60Hz liegt. Hierbei lassen sich mittlere Intervalle deutlich kleiner als 10s sowohl für Stadt als auch
für Landfahrt erzielen, wobei die maximalen Sendeintervalle zwischen 30 und 40s liegen. Deutlich
schlechter reagieren die Systeme höherer Resonanzfrequenz. Auch hierbei lassen sich zwar z.T.
mittlere Sendeintervalle kleiner als 10s im Landverkehr bewerkstelligen, die maximalen
Sendeintervalle liegen allerdings zwischen 90 und 130s im Stadtverkehr.
67
3.3
Drucksensor
3.3.1
Entwicklung eines medienkompatiblen piezoresistiven Drucksensorelements
Auf der Grundlage des im Projekt festgeschriebenen Pflichtenheftes wurde ein Drucksensorelement
entworfen und prozessiert. Die Chipgröße ist auf 1,65 x 1,65 mm reduziert, um die Stückkosten bei
der Fertigung im Waferverband zu senken. Zur Erreichung der notwendigen Empfindlichkeit ist eine
Reduzierung der Dicke der Biegeplatte notwendig, so dass extrem flache Schichtsysteme zum Einsatz
kommen. An die Dotierungsprofile der implantierten piezoresistiven Widerstände werden besonders
hohe Anforderungen gestellt: Temperaturbeständigkeit bis 140 °C, räumliche Konzentration zur
Linearisierung des Übertragungsverhaltens und geringe Tiefe zur Realisierung flacher
Schichtsysteme.
Die Zuleitungen und Bondpads weisen eine möglichst geringe Fläche auf, um die parasitäre Kapazität
des Drucksensorelements zu reduzieren und im gepulsten Betrieb die Energieaufnahme zu
minimieren.
Die Medienkompatibilität des Absolutdrucksensors wird durch Druckeinleitung auf die massive
Siliziumschicht der Biegeplattenrückseite gewährleistet. Die Referenzdruckkammer aus strukturiertem
Glas wird durch Ätztechnik hergestellt. Sie befindet sich auf der Chipoberseite und deckt die dotierten
Gebiete der Widerstände und Leiterbahnen ab. Zur Entkopplung der Montagespannungen wird das
Silizium-Druckmesselement anodisch auf einen Glassockel gebondet. Abbildung 75 zeigt den Entwurf
des piezoresitiven Druckmesselements.
Abbildung 75: Entwurf des piezoresistiven Druckmesselements
68
Die erreichten Messwerte sind durch das Datenblatt des Drucksensorelements in Tabelle 1
dokumentiert. Sie erfüllen die gestellten Anforderungen.
Tabelle 4: Kennwerte des entwickelten Drucksensorelements
Maximum Ratings
PARAMETER
SYMBOL
Def. CONDITIONS
MIN
TYP
MAX
UNITS
10
V
-40
135
°C
-40
140
°C
-40
155
°C
1.6
bar
SUPPLY VOLTAGE
Maximum Supply Voltage
VDD
1
without damage
TEMPERATURE RANGE
Operating Temperature Range
Ta
2
For t<15min
Storage Temperature Range
Tst
3
PRESSURE RANGE
Operating Pressure
pr
4
gauge pressure
0
Over Pressure
pov
5
gauge pressure
4
bar
6
gauge pressure
5
bar
Burst Pressure
Performance Characteristics
PARAMETER
SYMBOL
Def. CONDITIONS
MIN
TYP
MAX
UNITS
1.0
5.0
6.0
V
2.4
3.2
4.0
kΩ
2.0
2.3
2.6
10-3/K
3
5
8
10-6/K2
-25
0
25
mV
Unglued -30°C to 25°C
-0.05
0
0.05
mV/K
Unglued 25°C to 135°C
-0.03
0
0.03
mV/K
-0.3
0.3
%FS
SUPPLY VOLTAGE / BRIDGE RESISTANCE
Operating Supply Voltage
VDD
7
Total Bridge Resistance
RS
8
@25°C
9
@25°C
Temperature coefficient of
Rs
Total Bridge Resistance
Rs
OUTPUT SIGNAL
Offset Voltage
Vo
Temperature coefficient of Offset
10
TCVO
-
11
+
TCVo
Voltage (unglued)
Unglued @25°C
Linearity
L
14
0barg < p < 10barg
Sensitivity
S
13
at 25°C, Vdd=5V
15
@25°C
Temperature coefficient of the
S
Sensitivity
S
50
72
95
mV/bar
-2.5
-2.2
-1.9
10-3/K
3
5
8
10-3/K
Pressure Hysteresis
pHys
16
-0.1
0.1
%FS
Temperature hysteresis of Offset
Voltage
THVo
17
-0.4
0.4
%FS
Temperature Cycle Drift of Offset
Voltage
TCDVo
18
-0.3
0.3
%FS
69
3.3.1.1 Montage des Sensorelementes
An die Montage von piezoresistiven Drucksensorelementen werden vielfältige Anforderungen gestellt:
Medienresistenz
der
Werkstoffe,
Anpassung
der
Temperaturausdehnungskoeffizienten,
spannungsfreier Aufbau, Langzeitstabilität, kostenoptimale Fertigung in der Großserie.
Zur mechanischen Montage des Drucksensorelements und zur Medieneinleitung stehen die
Technologien Kleben und Glaslöten zur Verfügung. Klebstoffe zeigen jedoch in Verbindung mit
Treibstoffen ein undefiniertes Quellverhalten, das im Besonderen durch Treibstoffadditive und
zugesetzten Alkohol hervorgerufen wird. Da die Zusammensetzung des Treibstoffs in verschiedenen
Ländern schwankt und sich auch in Zukunft ändern kann, ist auch nach aufwändigen Tests die
Nutzung von Klebeverbindungen mit Kontakt zum Treibstoff unsicher. Abbildung 76 zeigt das Quellen
eines Silikonklebstoffs in einem Benzin-Alkohol-Gemisch. Da das Quellen des Klebstoffs nicht
homogen stattfindet verschiebt sich durch innere mechanische Spannungen, die von der
Montagestelle bis in die piezoresistiven Widerstände wirken, die elektrische Offsetspannung des
Sensorelements. Sobald die Quellung des Klebstoffs abgeschlossen ist, bauen sich die mechanischen
Spannungen ab und die Offsetspannung geht auf ihren ursprünglichen Wert zurück.
Abweichung der Offsetspannung vom Mittelwert
[mV]
2
2
1
1
Silikonkleber a
Silikonkleber b
Silikonkleber c
Glaslot
0
-1
-1
-2
-2
-3
0.0
2.0
4.0
6.0
8.0
10.0
12.0
14.0
Zeit [h]
Abbildung 76: Verschiebung der Offsetspannung durch Quellen eines Silikonklebstoffs in
einem Benzin-Alkohol-Gemisch
Um die Probleme der Klebung zu umgehen werden die Drucksensorelemente durch Glaslöten auf
einem Glasstiel montiert. Die Glaslötung garantiert eine medienresistente alterungsbeständige
Verbindung. Mechanische Spannungen werden durch die Wahl des Glaswerkstoffs der Bodenplatte
des Drucksensorelements und des Glasrohres stark reduziert. Abbildung 77 zeigt die Offsetspannung
in Abhängigkeit der Temperatur. Es werden 10 Temperaturzyklen von -40 bis + 135 °C durchlaufen.
Die Güte der Montage wird durch die geringe Hysterese von µV beschrieben.
70
15
0
-2
10
-4
Vo [mV]
Vo [mV]
5
0
-5
-6
-8
-10
-12
-10
-14
-15
0
1000
2000
3000
Zeit [min]
4000
5000
-16
-50.00
0.00
50.00
100.00
150.00
Temperatur [C]
Abbildung 77: Offsetspannung eines glasgelöteten Sensorelements im Temperature-Cycle-Test
3.3.1.2 Konzeption der Signalaufbereitung des Drucksensorelements
Das Ausgangssignal eines Drucksensorlements weist für jedes Element spezifische Werte der
Offsetspannung und des Übertragungsfaktors auf, die temperaturabhängig sind. Um dieses Verhalten
zu kompensieren, werden Signalwandlerbausteine eingesetzt. Dies sind programmierbare Verstärker,
die es durch die Einprogrammierung von Parametern erlauben, die Kennlinie zu kompensieren und
„gerade zu biegen“. Zur Ermittlung des Sensorverhaltens ist ein Abgleich jedes Drucksensors im
Temperatur- und Druckbereich notwendig.
Es besteht die Möglichkeit die Signalaufbereitung mit vorgefertigten Bausteinen durchzuführen. Dabei
kann ein analoges oder digitales Ausgangssignal bereitgestellt werden. Aufgrund der bei diesem
Projekt wichtigen Energieeffizienz, wird die Signalkompensation in den bereits vorhandenen
Mikrocontroller
integriert.
Der
verwendete
Baustein
weist
eine
Eingangsstufe
mit
Instrumentationsverstärker auf, die den Betrieb einer Weathstone-Brückenschaltung ermöglicht.
Das auf der Grundlage des im Projekt festgeschriebenen Pflichtenheftes entwickelte
Drucksensorelement wurde validiert. Damit wird der Nachweis erbracht, das das Element zur
Druckmessung geeignet ist und die notwendige Messgenauigkeit einhält. Die Chipgröße beträgt 1,65
x 1,65 mm, die Fertigung erfolgt im Waferverband. Die Medienkompatibilität des Absolutdrucksensors
wird durch Druckeinleitung auf die massive Siliziumschicht der Biegeplattenrückseite gewährleistet.
Die Referenzdruckkammer aus strukturiertem Glas wird durch Ätztechnik hergestellt. Sie befindet sich
auf der Chipoberseite und deckt die dotierten Gebiete der Widerstände und Leiterbahnen ab. Zur
Entkopplung der Montagespannungen wird das Silizium-Druckmesselement anodisch auf einen
Glassockel gebondet.
Abbildung 78 zeigt die Sicht auf die Chip-Oberseite eines Drucksensorelements C32 in
Relativdruckausführung.
71
Abbildung 78: Chipoberseite eins Drucksensorelements C32 in Relativdruckausführung
Auf der Chip-Oberseite befinden sich die Anschlusspads der Versorgungsspannung Vdd, des
Brückensignals Vout, des Polysiliziumschirms und des Substratkontakts. Die Biegeplatte und die
piezoresistiven Widerstände sind eingezeichnet.
Zur Erreichung der notwendigen Empfindlichkeit ist die Dicke der Biegeplatte reduziert, so dass
extrem flache Schichtsysteme zum Einsatz kommen. An die Dotierungsprofile der implantierten
piezoresistiven
Widerstände
werden
besonders
hohe
Anforderungen
gestellt:
Temperaturbeständigkeit bis 140 °C, räumliche Konzentration zur Linearisierung des
Übertragungsverhaltens und geringe tiefe zur Realisierung flacher Schichtsysteme.
Die Zuleitungen und Bondpads weisen eine möglichst geringe Fläche auf, um die parasitäre Kapazität
des Drucksensorelements zu reduzieren und im gepulsten Betrieb die Energieaufnahme zu
minimieren.
72
3.3.1.3 Validierung des medienkompatiblen piezoresistiven
Drucksensorelements
Durch einen HTB-Test wird die Stabilität des Schichtsystems im Halbleiter untersucht. Bei einer
Temperatur von 150 °C und einer Speisespannung von 10 V werden Alterungsprozesse gemäß des
Arrhenius -Gesetzes beschleunigt.
Abbildung 79: Verhalten der Offsetspannung des Sensorelements bei Temperaturlagerung
Durch die Erwärmung auf 150 °C tritt eine elementspezifische Verschiebung der Offsetspannung auf,
die zwischen 1,4 und 3,2 mV liegt. Abbildung 80 wertet das Einlaufen der Sensorelemente in die
Hochtemperaturphase aus.
Abbildung 80: Einlaufverhalten der Offsetspannung bei Temperaturlagerung
73
In einem zyklischen Temperaturumlauf zwischen -40 und 135 °C werden die Stabilität und die
Temperaturhysterese der Sensorelemente bestimmt. Abbildung 81 zeigt den Verlauf der
Temperaturhysterese beim Durchlaufen von 10 Temperaturzyklen.
0.04
0.03
Vo [mV]
0.02
0.01
0
-0.01
-0.02
-0.03
-0.04
-50.00
0.00
50.00
100.00
150.00
Temperatur [C]
Abbildung 81: Hystereseverhalten der Offsetspannung bei Temperaturzyklen
Die Temperaturhysterese liegt bei V0 = 0,065 mV bei einer Speisespannung von 5 V. Dies entspricht
13 µV/V. Der Hysteresefehler liegt bei ca. 0,055 % FS.
Tabelle 5 fast die in der Validierung ermittelten Kennwerte zusammen.
Tabelle 5: Kennwerte des entwickelten Drucksensorelements
Die Montage des Drucksensorelements auf einen Träger erfolgt durch Glaslöten. Der Träger in Form
eines Glasrohres wird in die energieautarke Kupplungen für fluidische Systeme eingebaut und durch
74
O-Ringe dicht an das fluidische System angekoppelt. Abbildung 82 zeigt diesen Aufbau im
Querschnitt.
Abbildung 82: Montage des Sensorelements mit Glaslot auf Glasrohr
Die Glaslötung gewährleistet eine medienresistente alterungsbeständige Verbindung. Mechanische
Spannungen werden durch die Wahl des Glaswerkstoffs der Bodenplatte des Drucksensorelements
und des Glasrohres stark reduziert. Abbildung 83 zeigt die Offsetspannung in Abhängigkeit der
Temperatur. Es werden 10 Temperaturzyklen von -40 bis + 135 °C durchlaufen.
2
0
Vo [mV]
-2
-4
-6
-8
-10
0
1000
2000
3000
4000
Zeit [min]
Abbildung 83: Offsetverhalten des Glasgelöteten Drucksensorelements im Temperaturzyklus
Zur besseren Auswertung sind das Temperaturverhalten des Drucksensorelements und die
Temperaturhysterese gesondert dargestellt. Abbildung 84 zeigt diese Kennwerte, die die
messtechnische Qualität des Sensors beschreiben.
2
0.1
1.5
1
0.05
0
Vo [mV]
Vo [mV]
0.5
-0.5
-1
0
-0.05
-1.5
-0.1
-2
-2.5
-3
-50.00
0.00
50.00
Temperatur [C]
100.00
150.00
-0.15
-50.00
0.00
50.00
100.00
150.00
Temperatur [C]
Abbildung 84: Offsetspannung eines glasgelöteten Sensorelements im Temperaturzyklus
75
Die temperaturbedingte Schwankung des 0-Punktes liegt bei 3,9 mV, Speisespannung 5 V. Es wird
ein Temperaturkoeffizient von 4,46 µV / K V erreicht. Die Funktion der Temperaturabhängigkeit der
Offsetspannung ist eindeutig und mit einer quadratischen Funktion für die Messaufgabe hinreichend
genau kompensierbar.
Die Temperaturhysterese des montierten Drucksensors beträgt 0,14 mV bei 5 V Speisespannung.
Dies entspricht einer Hysterese von ca. 0,15 %FS. Durch diese Messungen ist die Glaslötung als
Montagetechnik für das Drucksensorelement qualifiziert.
76
3.4
Microcontroller
3.4.1
System
Abbildung 85 zeigt das Blockschaltbild des im Berichtszeitraum spezifizierten energieautarken
Sensorsystems, das als Grundlage für die Entwicklung eines ersten Demonstrators diente. Da vor
dem Entwurf der Hardware die Stromversorgung für die Hauptkomponenten sicherzustellen war, wurde das Hauptaugenmerk zunächst auf den Mikrocontroller und das Übertragungssystem gerichtet.
Weiterhin wurden Festlegungen zu den Kommunikationsschnittstellen getroffen.
Abbildung 85: Blockschaltbild des Sensorknotens / Systemkonzept
Im Hinblick auf die zu erwartenden geringen bereitgestellten Energiemengen des Generators mussten
im Rahmen der Marktrecherche nach geeigneten drahtlosen Übertragungstechnologien nicht nur die
übertragungstechnische Systemparameter, sondern auch die energetischen Gegebenheiten genau
untersucht werden. Ziel der Recherche war die Erarbeitung der Spezifikationen für die Übertragungsstrecke. Die nachstehenden Systeme wurden bezüglich
-
Energiemanagement,
-
Datenrate,
-
Frequenzband,
-
Reichweite,
-
Netzwerkfähigkeit,
-
Sicherheitsforderungen und
-
verwaltungstechnischen Aspekten
analysiert und bezüglich ihrer Eignung für das Projekt diskutiert. Die Übertragungstechnologie von
Nanotron wurde auf Grund der freizügigen Konfigurierbarkeit und wegen der Integrierbarkeit in einen
ASIC favorisiert.
77
Tabelle 6: Funktechnologievergleich – 1
Technologiebezeichnung
Standard
Frequenzband
Bandspreizverfahren
Kanäle
WLAN
Bluetooth
IEEE802.11x
IEEE802.15.1/SIG
HiperLan/2
ETSI
für das 2,4 GHz- und 5 GHz-ISM-Band ausschließlich im 2,4 GHz-ISM-Band
verfügbar
ausschließlich im
5 GHz-ISM-Band
je nach Systemspezifikation und genutzter
Datenrate FHSS, DSSS oder OFDM
Nutzung des OFDM-Verfahrens
Spezifikation Version1.1: FHSS
Spezifikation Version1.2: AFH
FHSS: 79 CH; DSSS: 13 CH und OFDM 79 verfügbare Kanäle
(Unterteilung der Bandbreite in 53
Subkanäle)
19 bereitgestellte Kanäle
abhängig vom genutzten Spreizverfahren;
feste Bandbreite von 1MHz
für FSSS 1 MHz, für DSSS 22 MHz und für
OFDM 1/Ts
nutzt 20 MHz für die Datenübertragung
CDMA/CA
TDMA/TDD bei 1600 Hops/s
TDMA/TDD mit QoS-Option
Bruttodatenrate
2,4 GHz: 1; 2; 5,5; 11; 6; 9; 12; 18; 24; 36;
54 MBit/s
5 GHz: 6; 9; 12; 18; 24; 36; 54 MBit/s
bei Version1.2:
1 MBit/s
bei Version2+EDR: 3 MBit/s
54 MBit/s
Verschlüsselung
WEP, WPA, WPA2 (mit TKIP und PSK)
128 Bit Schlüssel
DES, 3DES, AES
Bandbreite/Kanäle
Kanalzugriffs-verfahren:
Adressierung
32
128
IPv4 = 2 und IPv6 = 2
Adressen
48
48 Bit Geräteadresse = 2 Adressen
Hyperlan-ID und Node-ID
Fehlerkorrektur
FEC/ARQ
FEC/ARQ
FEC/ARQ
Sendeleistung
100 mW
100 mW (Geräte der Klasse 1)
Indoor: 200 mW, Outdoor: 1 W
300 m
100 m
150 m
Infrastruktur, Ad-hoc
Ad-hoc, Pico- und Scatter-Netze
Infrastruktur, Ad-hoc nur über
Spezialprofildefinition möglich
Typische Reichweite
Netzstruktur
78
Tabelle 7: Funktechnologievergleich – 2
Technologiebezeich-nung
Standard
Frequenzband
Kanäle
Bandbreite/Kanäle
Bandspreizverfahren
Kanalzugriffs-verfahren:
Datenrate
Verschlüsselung
ZigBee/ 802.15.4
ZigBee Alliance/ IEEE802.15.4
NanoNET
noch proprietär „Nanotron“
Cypress Wireless USB
Proprietär „Cypress CYRF6936“
für das 868 MHz-, das 915 MHz- und das Nutzung des 2,4 GHz-ISM-Bandes
2,4 GHz-ISM-Band erhältlich
Nutzung des 2,4 GHz-ISM-Band
868 MHz mit 1 CH, 915 MHz mit 2 CH
und 2,4 GHz mit 16 CH
98 (jedoch lediglich 79 Kanäle durch
die Regulierungsbehörde freigegeben)
Verwendung von ein bzw. zwei Kanälen
verfügbare BB für 868 MHz von 300 kHz, bei einem Kanal: eine BB von 80 MHz
für 915 MHz von 600 kHz und 2,4 GHz bei zwei Kanälen: eine BB von 40 MHz
von 2 MHz
1 MHz verfügbare BB
DSSS
DSSS
CSS
CDMA/ CA, mit Reservierungsoption für TDMA/CDMA/Aloha
Timeslots
keine Kanalwahl durch „Frequency
Synthesizer“
im Frequenzband von 868 MHz sind 20
kBit/s; von 915 MHz sind 40 kBit/s und
von 2,4 GHz sind 250 kBit/s realisierbar
250 kBit/s mit DSSS, 1 MBit mit GFSK
2 MBit/s
128 Bit AES-Verschlüsselungsalgorithmus 128-Bit-Schlüssel
keine zusätzliche Verschlüsselung
zwei mögliche Adressmodi; 16 Bit short
Address oder 64 Bit extended Address
8 Byte hexadezimal
30 Bit Hersteller-ID
Fehlerkorrektur
CRC
CRC
CRC, automatische ACK
Sendeleistung
100 mW
Max. 10 mW (variierbar)
bis 2,5 mW (4dBm)
Typische Reichweite
100 m (mit LNA on Board ca. 1000 m)
bis zu 900 m
<50 m
Netzstruktur
Ad-hoc, Stern- und Peer-to-Peer-Netze
Infrastruktur und Ad-hoc
Point-to-Point und Point-to-Multipoint
Adressierung
79
3.4.1.1 Mikrocontroller
Während der Konzeptionsphase wurde eine Recherche zu Low-Power-Controllern für die Auswahl eines geeigneten Mikrocontrollers durchgeführt. In die engere
Wahl wurden die für den Automotive-Bereich zugelassene µC-Serie von Atmel und die MSP430-Serie von TI genommen. Für beide µC-Typen konnte auf
Erfahrungswerte zurückgegriffen werden, was sich positiv auf die erfolgreiche Bearbeitung des Projektes auswirkte. Nachfolgende Tabelle zeigt eine
Gegenüberstellung der betrachteten Controller:
Tabelle 8: Vergleich geeigneter Mikrocontroller
Bezeichnung µC
ATmega164PV/324PV/644PV
Vcc
ATtiny261/V/461/V/
1.8 - 5.5V
ATmega164P/324P/644PV
1,8-5,5V
f(Vcc)
0 - 4MHz @ 1.8 - 5.5V
0 - 10MHz @ 2.7 - 5.5V
0 - 4 MHz @ 1.8 - 5.5V,
0 - 10 MHz @ 2.7 - 5.5V
Flash
16/32/64K
2/4/8K
512B/1K/2K
128/256/512B
SRAM
1/2/4K
128/256/512 B
Timer
EEPROM
Schnittstellen
MSP430x13x,
MSP430x14x,MSP430x14x1
MSP430x15x, MSP430x16x,
MSP430x161x
1,8-3,6V
1.8 V . . . 3.6 V
8/16/32/48/60kB+256B
16/24/32/48/60/55KB+256B Flash
Memory
256B/512B/1k RAM
512B/1k/2k/5k/10k RAM
Two 8-bit Timer/Counters
8/16-bit Timer/Counter
One 16-bit Timer/Counter
8/10-bit High Speed Timer/Counter
Real Time Counter with Separate 3 High Frequency PWM Outputs
Oscillator
Watchdog Timer 15/16-Bit
16-Bit Timer_B With Seven
Capture/Compare-With-Shadow
Registers
16-Bit Timer_A With Three
Capture/Compare Registers
16-Bit Timer_A With Three
Capture/Compare Registers
16-Bit Timer_B With Three or Seven
Capture/Compare-With-Shadow
Registers
Master/Slave SPI Serial Interface
Two Programmable Serial USART
Byte-oriented Two-wire Serial
Interface
Serial Communication Interface
(USART),
Functions as Asynchronous UART or
Synchronous SPI Interface
(USART0),
Synchronous SPI or I2CTM Interface
(USART1),
USI (SPI 0,1)
Synchronous SPI Interface
ADC
8-channel10-bit ADC
13-260µs
50-1000kHz
PowerManagement
GPIO
Gehäuse
Temperatur
81
10-bit ADC
12Bit ADC
11 Single Ended Channels
13×ADC12DIV×
16 Differential ADC Channel Pairs
1/fADC12CLK
15 Differential ADC Channel Pairs
with Programmable Gain (1x, 8x,
20x, 32x)
Dual 12-Bit D/A Converters With
Synchronization
13×ADC12DIV×
1/fADC12CLK
Active: 4MHz@Vcc=2,7V@1,9mA Active: 4MHz@Vcc=2,7V@1,4mA
Active Mode: 280 μA @1Mhz @
2.2V
Idle: 4MHz@Vcc=2,7V@ 0,45mA
Idle: 4MHz@Vcc=2,7V@ 0,35mA
Power Down:
Power Down:
WDT disabled @VCC = 2,7V@
0,65 μA
WDT disabled @VCC = 2,7V@ 0,5
μA
WDT enabled @ VCC = 2,7V @
5,5 μA
WDT enabled @ VCC = 2,7V @ 5,5
μA
Low-power mode: 60 µA @1Mhz @
Low-power mode: 45 µA @1Mhz @ 2.2V
2.2V
Low-power mode, (LPM2), 14 µA
@1Mhz @ 2.2V
Low-power mode, (LPM2), 14 µA
@1Mhz @ 2.2V
mailto:MHz@2.2V
Low-power mode, (LPM3),
mailto:MHz@2.2V
6µA@1Mhz @ 2.2V
2,8µA@1Mhz @ 2.2V
5µA@1Mhz @ 2.2V
2,5µA@1Mhz @ 2.2V
Standby Mode: 1.1 μA
Standby Mode: 1.6 μA
Off Mode (RAM Retention): 0.2μA
Off Mode (RAM Retention): 0.1 μA
32 Programmable I/O Lines
16 Programmable I/O Lines
48 I/O pins.
48 I/O pins.
40-pin PDIP
44-lead TQFP
44-pad QFN/MLF
20-pin PDIP
20-pin SOIC
32-pad MLF
64-PIN QFN
64-PIN QFP
64-pin QFN
64-PIN QFP
-40-85°C
55°C to +125°C
−40°C to 85°C
−40°C to 85°C
Active Mode: 400 μA @1Mhz @ 2.2V
Interrupt
Watchdog Time-out Interrupt
3x External Interrupt Request
External Pin, Power-on Reset,
Brown-out Reset,
Watchdog Reset, and JTAG AVR
Reset
Analog Comparator
ADC Conversion Complete
82
External Pin, Power-on Reset,
Brown-out
Reset, Watchdog Reset
External Interrupt Request
Analog Comparator
ADC Conversion Complete
Watchdog Time-out
Power-up External Reset Watchdog
Flash memory
Comparator_A
Watchdog timer
I/O port P1 (eight flags)
ADC12
Comparator_A
Timer_A3
Timer_A3
Power-up External ResetWatchdog
Flash memory
3.5
Funkmodul
3.5.1
Konzeption zur Funkübertragung im KFZ
Die Möglichkeiten und Randbedingungen einer sicheren Funkübertragung im KFZ wurden theoretisch
aufgezeigt. Ausgehend von diesen Überlegungen wurde festgelegt, mit einer handelsüblichen Antenne als
„kleinstes Übel“ zu arbeiten. Es wurden grundsätzliche Überlegungen hinsichtlich der umzusetzenden
Standards durchgeführt. Die Übertragung der Sensordaten erfolgt im 2.4GHz-Band. Als
Übertragungstechnologie wird das von der Fa. Nanotron Technologies GmbH entwickelte NanoNet
eingesetzt. Das verwendete Verfahren zeichnet sich durch eine breitbandige Übertragung der Daten mit
Hilfe von Chirp-Impulsen aus (CSS-Verfahren). Grundlage des CSS-Verfahrens ist die zeitliche Integration
der Energie des empfangenen Signals im gesamten genutzten Frequenzband [4]. Dabei kann eine sichere
Übertragung der Daten auch bei schmalbandigen Störungen stattfinden. Für eine Übertragung im KFZ
lassen sich folgende allgemeinen Aussagen treffen:
Tabelle 9:Funkübertragung in KFZ
Randbedingung KFZ
Starke Reflexionen an Metallteilen
Bewertung hinsichtlich Funkübertragung (theoretisch)
Positiv
Energie steht dem Empfänger zur Verfügung
Ggf. Abschirmung negativer Einflüsse von “außen”
Negativ Durch Laufzeiteffekte kann der Chirp-Impuls verfälscht werden
Metallteile befinden sich nahe der Negativ Richtcharakteristik und Wellenwiderstand der Antenne werden
Antennen
stark beeinflusst
Starke Störquellen zu erwarten
Positiv
Können zur Antennengestaltung ausgenutzt werden
Positiv
CSS-Verfahren ist robust gegenüber Störungen; lt. Nanotron ist
ein Störabstand von -3dB ausreichend
Negativ Es ist von hoher Störenergie auszugehen, eventuell muss die
Sendeenergie entsprechend hoch gewählt werden
KFZ-typische Umgebung (Vibration, Negativ Variable Umgebungsbedingungen ändern HF-Eigenschaften der
bewegliche Teile, weitere Stoffe, wie
Übertragungsstrecke und der Antenne
z.B. Kraftstoff und Schmutz)
Ortsveränderung des KFZ
Positiv
Funkübertragung wird innerhalb des KFZ optimiert
Negativ Unvorhersehbare äußere Einflüsse zu erwarten
Alle
Randbedingungen
Abmessungen
variieren sehr stark
Unvorhersehbare Ereignisse bzw.
Geometrieänderungen (Ein- und
Umbauten, Unfall)
83
und Negativ Es ist davon auszugehen, dass alle o.g. Bedingungen zwischen
den Fahrzeugtypen stark streuen. Messungen müssen an
ausgewählten Fahrzeugtypen stattfinden
Negativ Antennenkenngrößen können beeinflusst werden
3.5.2
RF-Antenne
Antennen werden wesentlich davon bestimmt, welche Verfahren bei der drahtlosen Informationsübertragung Anwendung finden sollen. Für das Projekt IEKU werden Antennen für das 2.4 GHz-Band
benötigt, welche jedoch von den o.g. Kfz- typischen Faktoren meist negativ beeinflusst werden. Die
genannten Faktoren wirken einerseits auf die eigentliche HF-Übertragung durch Reflexionen, Beugung und
Dämpfung, andererseits werden Antennenkenngrößen wie Antennengewinn, Richtcharakteristik und
Wellenwiderstand geändert. Deshalb sind besonders im Kfz Wellenausbreitung und Antenneneigenschaften stark von Einbauort und Einbaulage abhängig. Abmessungen und Einbaulage werden
allerdings für verschiedene Fahrzeugtypen stark variieren. Aufgrund der geringen Wellenlänge des
Funksignals (125 mm) können jedoch bereits geringe Änderungen der Abmessungen im Fahrzeug
gravierenden Einfluss auf die Antennenparameter haben. Folgende Schlussfolgerungen werden deshalb
getroffen:
3.5.3
-
Der Entwurf einer speziellen Antenne kann den Energieverbrauch senken, ist allerdings wegen
der hohen Zahl stark variabler Einflussfaktoren nur bedingt sinnvoll. Es empfiehlt sich, mit
standardisierten Antennen als “kleinstes Übel” zu arbeiten.
-
Aufgrund der maximalen Größe (spätere Integration!) wird zwischen Chip-Antenne und Patchantenne (Leiterstruktur auf Leiterplatte) ausgewählt.
-
Beim Entwurf des Gehäuses der Schnellkupplung muss darauf geachtet werden, dass eine
reproduzierbare Einbaulage und damit eine reproduzierbare Abstrahlcharakteristik der Antenne
gegeben ist.
Standards zur Funkübertragung in Fahrzeugen
Derzeit sind keine aktuellen Standards zu Funkübertragungen innerhalb KFZ bekannt. Offenbar werden
Erweiterungen des ZigBee-Standards geplant (siehe Protokoll vom 22.07.08). Der ZigBee-Standard
definiert dabei die höheren Protokollschichten innerhalb des OSI/ISO-Referenzmodells. Die Schichten 12(3), d.h. Physical-Layer und MAC-Layer, werden hingegen im 810.15.4-Standard beschrieben.
Standard 810.15.4
PHY/MAC-Layer DSS (derzeitige ZigBee-Lösungen)
Standard 810.15.4a
PHY/MAC-Layer CSS / UWB
(NanoNet)
Die derzeitig verfügbaren Nanoloc-IC der Fa. Nanotron sind in weiten Teilen kompatibel zum 810.15.4aStandard. Zukünftige IC-Versionen werden den Standard zu 100% umsetzen und können somit auch als
Basis für ZigBee-Applikationen dienen [5].
Für das Energiesparkonzept im Projekt IEKU ist festzustellen, dass in jeder Protokollschicht Energie
eingespart werden kann und muss. Dazu sind jedoch Abstriche in der Sicherheit der Informationsübertragung erforderlich. Diese sollen sich auf ein akzeptables Maß beschränken. Es muss jedoch
festgehalten werden, dass jegliche Umsetzung höherer Protokollschichten (meist Software) dem
84
vorgestellten Stromsparkonzept klar widerspricht. Die Einsparung von Energie wird im Projekt
hauptsächlich erreicht durch:
-
Verzicht auf Kanalzugriffsverfahren
-
Verzicht auf Quittierungsverfahren
-
Verzicht auf Datenempfang am Sensor
Alle 3 Punkte sind jedoch notwendig zur Realisierung einer standardisierten Datenübertragung. Fazit: Für
IEKU muss in höheren Protokollschichten mit einer proprietären Funkübertragung gearbeitet werden. Für
zukünftige Lösungen (z.B. ASIC) wird der Standard 810.15.4a in der PHY- und MAC-Layer erfüllt.
3.5.4
EMV-Qualifizierung
Die im Demonstrator verwendeten Module “NanoPan” der Fa. Nanotron genügen den folgenden Normen:
-
EN 300328
-
EN 301489
-
DIN/EN 60950
Weitere Bauelemente (z.B. Controller, Schaltregler) werden im Gesamtsystem qualifiziert. Dazu müssen
entsprechende Normen und Standards definiert werden. Sowohl hinsichtlich Funkübertragung als auch
hinsichtlich EMV-Qualifizierung müssen die Störquellen im Fahrzeug qualitativ bekannt sein. Es muss eine
Festlegung über die Geometrie des Fahrzeugs sowie über Einbauort und -lage der Funksysteme getroffen
werden.
3.5.5
Energiemanagement
Um eine effiziente Aussage zum Energiehaushalt treffen zu können, mussten alle im Projekt benötigten
Schnittstellen und die Systemtakterzeugung so umgesetzt werden, dass sie frei zugänglich sind. Die µCFirmware wurde derart konzipiert, dass eine Basis für die anschließenden Optimierungen entstand. Dies
bedeutet, dass alle vorgesehen Schnittstellen, Power-Down-Modi sowie Messkonzepte bereits im ersten
Funktionsdemonstrator implementiert wurden.
Zur Bestimmung des Energiebedarfs wurde ein mehrstufiges Optimierungskonzept verfolgt. Für einen
ersten Überblick zur Energieaufnahme wurden die Hauptkomponenten anhand ihrer technischen
Spezifikationen gemäß Datenblatt gegenübergestellt. In dieser Aufstellung fand das angestrebte zeitliche
Verhalten des Systems bereits Berücksichtigung. Da die Datenblattangaben stark vom verwendeten µCTakt, der eingesetzten Firmware sowie vom Duty Cycle des µC und der HF-Strecke abhängig sind, wurde
zu einem späteren Zeitpunkt der Projektbearbeitung ein weiterer Vergleich unter Verwendung der jeweils
aktuell realisierten Demonstratoren durchgeführt.
85
Die folgenden Übersichten stellen den zu erwartenden Energiebedarf anhand der Datenblätter der
Mikrocontroller und des NanoNet-Moduls von Nanotron gegenüber. Es ist zu erkennen, dass der Hauptteil
der benötigten Energie durch das Funkmodul umgesetzt wird. Diese Tatsache ließ während der weiteren
Projektbearbeitung eine kurzfristige Änderung des Controller-Typs aufgrund neuer verfügbarer
Bauelemente zu.
86
Tabelle 10: Leistungsübersicht Mikrocontroller-1
Timing µC bei Messung 100Hz und HF Übertragung 10Hz pro Messperiode
Betriebsspannung: 2,5V
Takt 1MHz
ATMega164PV
Zustände 1 Messung ohne HF
Strombedarf
Rechnung
Theoretische Zeit (interne CLK 4MHz)
theoretische Leistungsaufnahme
Power-Save-Mode (mit Timer2)
StartUp-Time
Init ATMega164P
ADC-Wandlung (differenziell)
Sensor
0,65µA
0,5mA
0,65mA
0,65mA
1mA
0,65µA*2,5V*5,16475ms
0,5mA*((1/4MHz)*6CK+4,1ms)*2,5V
0,65mA*2,5V*200µs
0,65mA*2,5V*520µs
1mA*2,5V*15µs
5,16475ms
4,10025ms
200µs
260µs*2
15µs
8,393nWs
5,125µWs
325nWs
845nWs
37,5nWs
Summe: 6,341 µWs
Zustände 1 Messung mit HF
Strombedarf
Rechnung
StartUp-Time
Init ATMega164P
Sensor
SPI-Kommunikation
Warten (Interrupt ACK)0,89µA und Abschalten
HF init, f hart setzen 250kBit/s Daten rate
Ü-Dauer 695Bit (55 Byte Nutzdaten)
ACK Empfang und Umschaltung
0,65µA
0,5mA
0,65mA
0,65mA
1mA
0,65mA
0,65mA
5mA+0,65mA
35mA
35mA
0,65µA*2,5V1,036ms
0,5mA*((1/4MHz)*6CK+4,1ms)*2,5V
0,65mA*2,5V*200µs
0,65mA*2,5V*520µs
1mA*2,5V*15µs
0,65mA*(((1/(4MHz/2))*200Byte*8)*2,5V
0,65mA*300µs*2,5V
5,65mA*2,5V*19ms
35mA*(695/250000)*2,5V
35mA*250µs*2,5V
1,036ms
4,10025ms
200µs
260µs*2
15µs
800µs
300µs
19ms
2,78ms
250µs
1,684nWs
5,125µWs
325nWs
845nWs
37,5nWs
1,3µWs
487nWs
268,3µWs
243µWs
21,87µWs
Summe: 539,954µWs
100Hz Abfrage Sensor, 10Hz HF-Übertragung
Rechnung
Ergebnis
99 Abfragen ohne HF-Modul wenn Grenzwert eingehalten
1 Abfragen mit HF
99*6,341µWs
1*539,954µWs
672,759µWs
539,954µWs
Summe: 1212,71µWs
87
Takt: 1MHz
Strombedarf
Rechnung
StartUp-Time
Init ATMega88
Sensor
4,5µA
0,5mA
0,65mA
0,65mA
1mA
4,5µA*2,5V*5,16475ms
2mA*((1/4MHz)*6CK+4,1ms)*2,5V
1,8mA*2,5V*200µs
1,8mA*2,5V*520µs
1mA*2,5V*15µs
5,16475ms
4,10025ms
200µs
260µs*2
15µs
58,11nWs
5,125µWs
325nWs
845nWs
37,5nWs
Summe: 6,391 µWs
Strombedarf
Rechnung
StartUp-Time
Init ATtiny861/V
Sensor
SPI-Kommunikation
4,5µA
0,5mA
0,65mA
0,65mA
1mA
0,65mA
0,65mA
5mA+0,65mA
35mA
35mA
4,5µA*2,5V*1,036ms
1,2mA*((1/4MHz)*6CK+4,1ms)*2,5V
0,65mA*2,5V*200µs
0,65mA*2,5V*520µs
1mA*2,5V*15µs
0,65mA*(((1/(4MHz/2))*200Byte*8)*2,5V
0,65mA*300µs*2,5V
6,8mA*2,5V*19ms
35mA*(695/250000)*2,5V
35mA*250µs*2,5V
1,036ms
4,10025ms
200µs
260µs*2
15µs
800µs
300µs
19ms
2,78ms
250µs
11,66nWs
5,125µWs
325nWs
845nWs
37,5nWs
1,3µWs
487nWs
268µWs
243µWs
21,87µWs
Summe: 540,993µWs
100Hz Abfrage Sensor 10Hz HF
Rechnung
Ergebnis
1 Abfragen mit HF
99*6,391 µWs
1*540,993µWs
632,71µWs
540,993µWs
Summe: 1265,42µWs
88
Takt 1MHz
MSP430F133
Strombedarf Rechnung
StartUp-Time
Init MSP430F133
Sensor
1,6µA
250µA
280µA
280µA
1mA
9,739ms
6µs
200µs
20µs*2
15µs
38,95nWs
3,75nWs
130nWs
26nWs
37,5nWs
1,6µA*2,5V*5,16475ms
250µA*2,5V
280µA*2,5V*200µs
280µA*2,5V*20µs*2
1mA*2,5V*15µs
Summe: 237,2nWs
StartUp-Time
Init MSP430F133
Sensor
SPI-Kommunikation (695Bit)
1,6µA
250µA
280µA
280µA
1mA
280µA
0,8µA
5mA+280µA
35mA
35mA
6µs
200µs
260µs*2
15µs
800µs
300µs
19ms
2,78ms
250µs
16,83nWs
3,75nWs
130nWs
26nWs
37,5nWs
560nWs
1,6nWs
251µWs
243µWs
21,87µWs
1,6µA*2,5V*1,036ms
250µA*2,5V*6µs
280µA*2,5V*200µs
280µA*2,5V*520µs
1mA*2,5V*15µs
280µA*800µs*2,5V
0,8µA*300µs*2,5V
5,28mA*2,5V*19ms
35mA*(695Bit/250000Bit)*2,5V
35mA*250µs*2,5V
Summe: 539,373µWs
100Hz Abfrage Sensor 10Hz HF-Übertragung
Rechnung
Ergebnis
1 Abfragen mit HF
99*237,2Ws
1*388,693µWs
23,483µWs
539,373µWs
Summe: 562,856µWs
89
Takt 1MHz
MSP430F1132
Theoretische Zeit (interne CLK 4MHztheoretische Leistungsaufnahme
StartUp-Time
Init MSP430F1132
Sensor
1,6µA
180µA
200µA
200µA
1mA
9,739ms
6µs
200µs
20µs*2
15µs
1,6µA*2,5V*5,16475ms
180µA*2,5V*6µs
200µA*2,5V*200µs
200µA*2,5V*20µs*2
1mA*2,5V*15µs
38,95nWs
2,7nWs
100nWs
20nWs
37,5nWs
Summe: 213,8nWs
Theoretische Zeit (interne CLK 4MHztheoretische Leistungsaufnahme
StartUp-Time
Init MSP430F1132
Sensor
SPI-Kommunikation (695Bit)
1,6µA
180µA
200µA
200µA
1mA
200µA
0,8µA
5mA+200µA
35mA
35mA
6µs
200µs
260µs*2
15µs
800µs
300µs
19ms
2,78ms
250µs
1,6µA*2,5V*1,036ms
180µA*2,5V*6µs
200µA*2,5V*200µs
200µA*2,5V*520µs
1mA*2,5V*15µs
200µA*800µs*2,5V
0,8µA*300µs*2,5V
5,2mA*2,5V*19ms
35mA*(695Bit/250000Bit)*2,5V
35mA*250µs*2,5V
16,83nWs
2,7nWs
100nWs
20nWs
37,5nWs
400nWs
0,6nWs
247µWs
243µWs
21,87µWs
Summe: 512,448µWs
100Hz Abfrage Sensor 10Hz HF-Übertragung
Rechnung
Ergebnis
1 Abfragen mit HF
99*213,8nWs
1*512,448µWs
21,1662µWs
512,448µWs
Summe: 533,614µWs
90
3.5.6
Erster Funktionsdemonstrator
Aufbauend auf dem Systemkonzept wurde unter Verwendung der Funksysteme der Fa. Nanotron ein erster
Funktionsaufbau des Sensorsystems entworfen und in Hardware umgesetzt (siehe Abbildung 86). Das
Kernstück bilden zwei am Markt erhältliche Funkmodule der Fa. Nanotron, wobei die Platinen um den
Drucksensor und eine USB-Schnittstelle erweitert wurden.
Abbildung 86: Erster Funktionsdemonstrator
Die Nutzung der Funktionsplatinen der Funkmodule ermöglichte detaillierte Untersuchungen zum Einfluss
der Datenübertragung auf den Energiebedarf des Gesamtsystems. Folgende Prämissen für die
Funkübertragung wurden dabei getroffen:
-
Verwendung Transparentmodus der Datenübertragung
-
kein Acknowledge-Verfahren
-
kein Kanalzugriffsverfahren
Besonders untersucht wurde der Einfluss der Reduzierung der Datenrate und damit der Initialisierungszeit
des Funkmoduls auf den Energiebedarf.
3.5.6.1 Auswahl des HF-Moduls
Für die Funkübertragung standen prinzipiell zwei geeignete Chip-Lösungen der Fa. Nanotron zur
Verfügung. Es handelt sich dabei um die Systeme NanoLOC und NanoNET. Auf Grund von Empfehlungen
der Firma Nanotron sowie der bei Projektstart verfügbaren Informationen wurde als Grundlage für die
Projektbearbeitung das System NanoNET festgelegt.
Der NanoLOC Transceiver NA5TR1 ist eine Weiterentwicklung von NanoNET der Firma Nanotron. Er bietet
neben der Datenübertragung auch die Möglichkeit der Entfernungsmessung. Um den Entwicklungsaufwand
für einen Einsatz von NanoLOC in späteren Projekten abschätzen zu können und um eventuelle Vorteile
des NanoLOC gegenüber dem NanoNET herauszuarbeiten, wurden im Laufe der Projektbearbeitung die
beiden Schaltkreise nochmals miteinander verglichen. Die wichtigsten Unterschiede sowie deren
Auswirkungen auf den für die Industrialisierungsphase geplanten ASIC sollen hier kurz vorgestellt werden.
91
FDMA
Die Unterteilung des genutzten Frequenzbandes in mehrere schmale Bereiche verbessert die Möglichkeit
der Koexistenz mehrerer Module in einem Netzwerk, die im selben Frequenzband arbeiten. Der NanoLOC
Transceiver unterstützt – neben der Nutzung des Frequenzbereichs mit der vollen Bandbreite (80 MHz) –
auch einen Sendemodus, bei dem eines von drei Frequenzbändern mit 22 MHz Breite genutzt wird.
Die Verwendung dieser Funktion erscheint nicht sinnvoll, da mit einer höheren Störwahrscheinlichkeit
aufgrund der verringerten Bandbreite zu rechnen ist.
Entfernungsbestimmung
Mit Hilfe zweier Funkmodule vom Typ NanoLOC kann die Entfernung zwischen den beiden
durch Lateration ermittelt werden. NanoLOC benutzt dazu Symmetrical Double-Sided TwoWay Ranging. Dabei wird von beiden Knoten nacheinander ein Paket gesendet und auf die
Empfangsbestätigung gewartet. Die Entfernung wird aus der Laufzeit der Pakete ermittelt. Durch die
Aktivierung der Empfangsbestätigung wird keine zeitliche Synchronisation der Module benötigt.
Die Verwendung dieser Funktion ist nicht erforderlich für Anwendungslösungen des Projektes IEKU.
Chirp Sequencer
Das Schreiben des Chirp Generator Speichers wurde beim NanoLOC vereinfacht. Für die Werte steht ein
eigener Speicherbereich im RAM zur Verfügung. Es ist zu erwarten, dass sich die Änderung positiv auf die
Initialisierungszeit auswirkt.
Integrierte digitale Dispersive Delay Line (DDL)
Diese Änderung senkt den Flächenbedarf des Gesamtsystems. Diese Verbesserung ist jedoch erst bei der
Umsetzung in einen ASIC relevant. Ggf. kann dies auch für den NanoNet erfolgen.
Es wurden für beide Schaltkreise die Hauptparameter, wie Initialisierungszeit, Initialisierungsstrom,
Übertragungszeit sowie Übertragungsstrom, aus den Datenblättern der Firma Nanotron ermittelt:
Tabelle 14: Vergleich NanoNET / NanoLOC
Initialisierung
Zeit
Übertragung
Strom
Zeit
Strom
NanoNET
ca. 10ms
ca. 1µA
steigend auf 10mA
ca. 1ms
0dB: (10m): 68mA
-15dB: (2m): 55mA
NanoLOC
ca. 25-30ms
10ms: ca. 1µA
steigend auf ca. 10mA
ca. 1ms
0dB: (10m): 35mA
15-20ms: ca. 10mA
Unter der Worst-Case-Annahme eines Initialisierungsstroms von 10mA für die gesamte Initialisierungszeit
ergibt sich ein Energiebedarf von
E ≈ 2,5V·(10ms·10mA + 1ms·68mA) = 420µWs (NanoNET)
E ≈ 2,5V·(25ms·10mA + 1ms·35mA) = 713µWs (NanoLOC)
92
Die laut Datenblatt kürzere Initialisierungszeit des NanoNET-IC gegenüber der des NanoLOC-IC gleicht
den erhöhten Strombedarf für die eigentliche Datenübertragung aus. Für die weitere Themenbearbeitung
wurde daher der NanoNET Schaltkreis ausgewählt.
Im Laufe der Projektbearbeitung konnten diese im Datenblatt angegebenen Zeiten jedoch nicht bestätigt
werden. Eigene Untersuchungen am Ende der Projektlaufzeit kommen zu dem Schluss, dass ein späterer
ASIC auf der Grundlage des NanoLoc-IC entwickelt werden sollte. Obwohl zusätzliche Funktionen, die zur
Zeit vom Mikrocontroller ausgeführt werden, in den ASIC integriert werden sollen, wird die Initialisierungszeit voraussichtlich verringert, da im ASIC mit einer festen Konfiguration gearbeitet werden kann.
Ein weiterer wichtiger Ansatzpunkt zur Energieeinsparung ist die Nutzung der verschiedenen Energiesparmodi des Funkschaltkreises. Laut Datenblatt ist mit folgenden Parametern zu rechnen:
Tabelle 15: Vergleich Power-Modi NanoNET
Parameter
vollständiges
Abschalten
Energiespar-Modus 1
Energiespar-Modus 2
Initialisierungszeit
10ms
5ms
0.006ms
Sendezeit
1ms
1ms
1ms
Ruhezeit
89ms
94ms
99ms
Initialisierungsstrom
ca. 10mA
ca. 10mA
ca. 10mA
Sendestrom
ca. 68mA
ca. 68mA
ca. 68mA
Ruhestrom
0
ca. 300µA
ca. 2mA
Energie
420µWs
366µWs
665µWs
Diese Parameter wurden im Rahmen der weiteren Arbeiten durch zusätzliche Versuche mit den Funktionsaufbauten für die Funkstrecke verifiziert und bestätigt.
3.5.6.2 Zweiter Demonstrator
3.5.6.2.1
Board-Design
Aufgrund der sehr geringen zur Verfügung stehenden Energie ist die Auswahl von Bauelementen mit
geringen Leckströmen von großer Bedeutung für das Gesamtkonzept [6]. Dies wird auch in Hinblick auf
den zu verwendenden Mikrocontroller deutlich. Der zum Bearbeitungszeitpunkt neu verfügbare
Mikrocontroller ATXmega von ATMEL bietet die Möglichkeit, mit einer Spannung von nur 1.8V zu arbeiten.
Gemäß
P = k · U² · f
geht die Betriebsspannung quadratisch in die Leistungsaufnahme ein. Eine Reduzierung von 2,5V auf 1,8V
für den Mikrocontroller ermöglicht damit eine erhebliche Energieeinsparung, insbesondere deshalb, weil
dieser am längsten aktiviert ist. Der innerhalb der Konzeptionsphase vorgesehene Controller wurde
deshalb durch diesen neuen Typ abgelöst.
Es ergibt sich folgendes Blockschaltbild des Gesamtsystems:
93
Drucksensor
Antenne
Funkmodul
Levelshifter
Energiespeicher
Temperatursensor
µController
ATXmega
Spannungsregler
Programmierschnittstelle
Abbildung 87: Blockschaltbild Zweiter Demonstrator
Die Auswahl dieses Mikrocontrollers erforderte allerdings die Erarbeitung eines Stromversorgungskonzepts
für zwei verschiedene Spannungen für das Mikrocontrollerboard, da die übrigen Komponenten mit 2,5V
betrieben werden. Alle Bauelemente wurden entsprechend dieser beiden Spannungspegel ausgewählt.
Das gesamte Demoboard wurde blockweise aufgebaut. Somit besteht die Möglichkeit, einzelne
Schaltungsteile durch einfaches Öffnen bzw. Schließen von Leitungen abzutrennen. Dies dient der
einfachen Ermittlung des Strombedarfes dieser Teile. In Abbildung 88 ist das resultierende Blockschaltbild
für die Stromversorgung dargestellt.
VCC_in
VCC_nano (2.5V)
DC
VCC_mc (1.8V)
DC
DC
Swnano
DC
VCC_sens
SHDNnano
DAC
SWsens
LevelShift
SPI
Wakeup
SHDNSPI
ATXmega
Abbildung 88: Blockschaltbild Stromversorgung
94
nanoNET
Zur Messung der Temperatur existieren drei potentielle Möglichkeiten:
•
•
•
Nutzung des im Mikrocontroller integrierten Temperatursensors
Implementierung eines Temperatursensors in den Drucksensor
Messung über einen externen Temperatursensor am Drucksensor
Der Demonstrator wurde so entworfen, dass alle diese Möglichkeiten getestet werden können. Damit war
es möglich zu bewerten, inwieweit der interne Temperatursensor des Controllers oder ein in den
Drucksensor zu integrierender Temperatursensor verwendbar sind. Eine solche Lösung erscheint
vorteilhaft, da auf diese Weise keine zusätzliche Energie für die Ansteuerung benötigt wird und zu erwarten
ist, dass auf Grund der geringen Leistungsaufnahme des Controllers keine Verfälschungen der
Temperaturmessung auftreten sollten.
Abbildung 89: Zweiter Demonstrator
Der zweite Demonstrator wurde so umgesetzt, dass er sowohl als Sensor als auch als Basisstation
eingesetzt werden kann (Abbildung 89).
3.5.6.3 Firmware
Es wurde sowohl für den µController im Sensor als auch für den µController im Empfänger die Firmware
erstellt. Im Rahmen dieser Arbeiten erfolgte eine erste Energieoptimierung des NanoNet-Treiberstacks, die
Definition des Nutzdatenprotokolls zur Funkübertragung sowie die Definition der RS232-Protokolle für die
Schnittstelle Empfänger/Steuerung.
95
Grundsätzlich wird der µController mit einem Intervall von 100ms aus einem Energiesparmodus geweckt.
Danach findet entweder eine Übertragung von Messwerten oder eine neue Messung statt. Zu Testzwecken
erfolgt derzeit eine Prüfung der übertragenen Daten durch den Empfänger und eine Bestätigung der
korrekten Übertragung an den Sensor. Zur Verminderung des Rauscheinflusses der internen
Verstärkerstufe des µControllers ist eine gleitende Mittelwertbildung für alle Messwerte implementiert
3.5.6.4 Poweroptimierter Nanonet-Treiber
Die erste Optimierung des Nanonet-Treibers hinsichtlich des Energiebedarfes wurde erreicht durch
•
•
•
Verwendung Transparentmodus der Datenübertragung
Verzicht auf Low-Level-Acknowledge- und Kanalzugriffsverfahren
Beschränkung auf grundlegende Initialisierung des NanoNet-Moduls
Diese Optimierung führte zu folgenden Eigenschaften der Kommunikationsverbindungen
•
•
•
Grundsätzlich sendet jedes NanoNet-Modul an jeden Empfänger in Reichweite.
Der Empfang wird nicht bestätigt.
Die Länge der Daten ist festgelegt.
Funktionsbeschreibung
Nach dem Zuschalten der Spannung wird das Modul mittels der Funktion NN_boInit() initialisiert. Um Daten
empfangen zu können, muss zuerst der Empfangsmodus eingeschaltet werden. Dieser ist standardmäßig
nach der Initialisierung ausgeschaltet. Ein- und Ausschalten erfolgt mit den Funktionen NN_vRxEnable()
und NN_vRxDisbale(). Daten werden mit der Funktion NN_vTransmit() gesendet. Wenn alle Daten
gesendet wurden, wird die CallBack-Funktion NN_vTxEndCallback() aufgerufen. Im Headerfile kann die
entsprechende Anwenderfunktion dazu angegeben werden.
Tabelle 16: Funktionen Nanonet-Treiber
Funktion
Beschreibung
NN_boInit()
Initialisierung des Nanonetchips;
Es werden die Register das NanoNet-Chips entsprechend den Vorgaben
eingestellt, und die die Kalibrierung durchgeführt.
NN_vTransmit()
Senden von Daten; Diese Funktion kann verwendet werden, sobald die
Initialisierung abgeschlossen wurde.
NN_vInterruptEventHandler()
Ein Interrupt wird durch eine fallende Flanke der Interrupt-Leitung angezeigt. Der
Level 0 bleibt so lange erhalten, bis der Interrupt im NanoNet-Chip gelöscht wird.
Dieses Löschen übernimmt die Funktion NN_vInterruptEventHandler(). Wenn ein
Datenpaket empfangen wurde, liest die Funktion die Daten aus und hält sie im
Speicher des Controllers bereit.
NN_pabGotData()
Bereitstellung eines Zeigers auf zuvor empfangene Daten
NN_vRxEnable()
Schaltet den Empfangsmodus ein
NN_vRxDisbale()
Schaltet den Empfangsmodus aus
96
3.5.7
Messung Energiebedarf
Am beschriebenen zweiten Demonstrator konnten umfangreiche Messungen zum Energiebedarf
durchgeführt werden. Anhand der Messergebnisse konnte einerseits eine Optimierung der Firmware
erfolgen, andererseits konnten der im Projekt zu konzipierende ASIC definiert werden.
Die Messung des Energiebedarfs erfolgte durch eine indirekte Strommessung an der µC-Spannung (1.8V)
und der Spannung des NanoNet-Moduls (2.7V). Zu diesem Zweck wurde R17 von 0Ω auf 2.2Ω geändert
und am Ausgang von T1A ebenfalls ein Serienwiderstand von 2.2Ω eingefügt. Zur Spannungsmessung
über diesen Widerständen wurde mittels Oszilloskop TPS2014, welches 4 differentielle Messeingänge
besitzt, durchgeführt. Zur Auswertung der Oszilloskop-Daten wurde ein MATLAB-Script erstellt. Auf diese
Weise ist es möglich, Stromwerte zu den einzelnen Phasen des Programmablaufs zuzuordnen. Die
Messung des Ruhestromes und des Strombedarfs während der Messwerterfassung erfolgte mit dem
Digitalvoltmeter HP34401A. Dadurch erhält man genauere Messergebnisse, muss sich aber auf die
Angabe eines Strommittelwertes beschränken.
Energiebilanz
Abbildung 90: Erste Firmwareversion: Energiebilanz Datenübertragung
97
Abbildung 91: Erste Firmwareversion: Energiebilanz Datenübertragung (Detail)
Für die Mess- und Ruhephase erfolgte eine Bestimmung der mittleren Energie:
Tabelle 17: Erste Firmwareversion: Energiebilanz Ruhephase und Messphase
Zeit (ms)
V(mV)
E(µWs)
Messphase
9,72
22
172,82
Ruhephase
785,62
2,3
1476,5
3.5.7.1 Berechnung der mittleren Leistung
Die Berechnung der mittleren Leistung geschieht unter der Annahme, dass pro Sekunde 9 Messungen und
1 Datenübertragung durchgeführt werden.
98
Tabelle 18: Erste Firmwareversion: Mittlere Leistungsaufnahme
Phase
Zeit (ms)
Anzahl
Gesamtzeit (ms)
E (µWs)
Pmittel [mW]
Init TX
109
1
109
6600
60,6
TX
7,7
1
7,7
328
42,6
RX
10,2
1
10,2
880
86,3
Mess
9,72
9
87,48
1555
17,8
Ruhe
785,62
1477
1,9
Gesamt
1000
10839,9
10,8
Abbildung 92: Erste Firmwareversion: Energieverbrauch und Energieverteilung
Es fällt auf, dass das Ziel des Projekts, mit einer Leistung von 1mW auszukommen, mit der ersten
Firmwareversion nicht erreicht wird. In der Konzeptionsphase vorliegende Informationen zum NanoNet-IC
und zum µC konnten nicht messtechnisch bestätigt werden:
Tabelle 19: Vergleich der Energiebilanz zwischen Konzeption und Messung
Initialisierung
Zeit
Strom
Information aus Konzeptionsphase
ca. 10ms
1µA steigend auf10mA
Messung
109ms
22.4mA (mittel)
99
3.5.7.2 Optimierung
Es ist zu erkennen, dass der überwiegende Teil der Energie zur Initialisierung des NanoNet-Moduls
benötigt wird. Die Ursache des erhöhten Ruhestroms war in der nicht optimalen Spannungsversorgung des
Sensors zu suchen. Dieser Fehler konnte per Firmware behoben werden. Für folgende Messungen wurde
festgelegt, dass das Verhältnis zwischen Sendezyklus und Messzyklus von 9:1 auf 3:1 geändert wird.
Damit ist immer noch eine gute Reaktionszeit für kritische Ereignisse gegeben, während sich gleichzeitig
die benötigte Energie verringert. Weitere Möglichkeiten, den Energiebedarf zu reduzieren, wurden genutzt:
3.5.7.3 Optimierung ADC
Ein Schwachpunkt der bisherigen Realisierung war bei den Rauschwerten des internen Analogverstärkers
des µControllers zu suchen. Zur Minimierung des Rauschens wurde eine gleitende Mittelwertbildung über
128 Messwerte implementiert. Die Anzahl der verwendeten Einzelmessungen bestimmt hierbei die
Messzeit und somit die benötigte Energie innerhalb der Messphase. Es wurde weiterhin entschieden,
externe OPV als Brückenverstärker zu benutzen. Die Wahl fiel auf den IC AD8515. Dieser ist für einen
Betrieb mit 1.8V geeignet, gleichzeitig ist dieser OPV bezüglich Energieverbrauch optimiert.
Abbildung 93: Analogverstärker mit AD8515
Mit dieser Maßnahme kann die Anzahl der Einzelmessungen gesenkt werden. Messzeit und Energiebedarf
verringern sich entsprechend. Folgende Tabelle zeigt den Zusammenhang zwischen der Anzahl der
Einzelmessungen, der Laufzeit und der erreichten Genauigkeit bei einer exemplarischen Brückenspannung
von 423.9mV.
100
Tabelle 20: Optimierung ADC
Anzahl
128
64
32
16
8
1
Mittelwert:
883,07
883,10
883,21
883,34
883,42
884,15
Standardabweichung
0,26
0,30
0,41
0,50
0,67
2,24
Max.
884
884
884
884
885
889
Min.
883
883
883
882
882
880
Messzeit (ms)
10,5
5,4
3,1
1,9
1,4
1,3
Es ist zu erkennen, dass bei einer Wahl von 32 Einzelmessungen die Messzeit signifikant gesenkt wird und
gleichzeitig ein Genauigkeit von +/-0.5LSB erzielt werden kann.
3.5.7.4 Energie-Optimierung der Funkübertragung
Die beiden kritischsten Punkte des bisherigen Nanonetstacks – die Initialisierung und das Warten auf die
Empfangsbestätigung wurden optimiert. Folgende Tabelle gibt detailliert die durchgeführte Optimierung für
die Initialisierung der Funkübertragung an:
Tabelle 21: Optimierung Initialisierung des Funkmoduls
Initialisierungsschritt
Laufzeit Original
Nach Laufzeitoptimierung
Reset Tansceiver
7,2ms
496µs
Setup SPI/ request chip version
464µs
464µs
Init. 16MHz clock
16,3ms
6,20ms
Kalibrierung Rx
1,75ms
1,75ms
Kalibrierung Tx
1,75ms
1,75ms
Kalibrierung DAC filter
22,1ms
2,30ms+ n* 1,40ms (Messung: n = 0 bzw. 1)
Init. Chirp Sequenzer
34,2ms
14,90ms
Setup bit detector
1,1ms
1,10ms
Rest
1,6ms
1,60ms
Gesamt
86,5ms
30,60ms
Innerhalb des eigentlichen Programmablaufes wurde eine weitere Energieoptimierung durch eine
verzögerte Aktivierung des Empfängers zum Empfang des ACK-Paketes erreicht.
101
Abbildung 94: Verzögerte Empfängeraktivierung
Strom - Prozessor (U an 2.128Ω )
0.02
Energie(Init): 0.28mWs (31.45ms)
Energie(TX): 0.017mWs (1.6ms)
Energie(RX): 0.1mWs (10.1ms)
0.018
0.016
0.014
0.012
0.01
0.008
0.006
0.004
Energie: 0.4mWs
Leistung: 9.3mW
0.002
0
0
0.01
0.02
0.03
0.04
0.05
0.04
0.05
Strom - Funkmodul (U an 2.092Ω )
0.2
Energie(Init): 1.2mWs (31.45ms)
Energie(TX): 0.082mWs (1.6ms)
Energie(RX): 0.55mWs (10.1ms)
0.18
0.16
0.14
0.12
0.1
0.08
0.06
0.04
Energie: 1.8mWs
Leistung: 42mW
0.02
0
0
0.01
0.02
0.03
Abbildung 95: Zweite Firmwareversion: Energiebilanz Datenübertragung
102
Mit den beschrieben Maßnahmen konnte mittlere Leistung der Sensorbaugruppe von 10.8mW auf 2.4mW
gesenkt werden. Folgende Tabellen und Diagramme zeigen die Details:
Tabelle 22: Zweite Firmwareversion: Mittlere Leistungsaufnahme
Phase
Zeit (ms)
Anzahl
Gesamtzeit (ms)
E (µWs)
Pmittel [mW]
Init TX
30,6
1
30,6
1460
47,7
TX
1,6
1
1,6
99
61,9
RX
10,4
1
10,4
688
66,2
Mess
3,1
3
9,3
189
20,3
Ruhe
948,1
9
0,0
Gesamt
1000
2444,78
2,4
Abbildung 96: Zweite Firmwareversion: Energieverbrauch und Energieverteilung
3.5.7.5 Optimierung Stromversorgungskomponenten
Die Stromversorgungsbaugruppe des Demonstrators enthält einen Buck-Boost-Konverter LTC3531 zur
Bereitstellung der Spannung des NanoNet-IC. Die zu erwartende Spitzenhöchstspannung von mehr als 5V
sowie die minimale Schwellspannung von 0.7V verbieten allerdings ebenfalls eine Direktanschaltung der
Eingangsspannung an den µController, welcher in einem Spannungsbereich von 1.6 bis 3.6V betrieben
werden kann. Deshalb wurden sowohl einen Linearregler TPS78001 als auch ein weiteren Schaltregler
LTC3531 implementiert. Die Versorgungsspannung des µControllers kann wahlweise über einen dieser
beiden Regler eingestellt werden. Während Schaltregler bei großen Spannungsdifferenzen zwischen Einund Ausgang optimal arbeiten, sind die Verluste am Linearregler bei kleinen Spannungsdifferenzen
geringer. Es wurde deshalb eine Messung von Energie und Wirkungsgrad im hauptsächlich zu erwartenden
103
Spannungsbereich bis 2,7V durchgeführt. Als untere Testgrenze wurde für den Linearregler eine Spannung
von 2.16V ermittelt.
Tabelle 23: Wirkungsgrad Linear/Schaltregler
Spannung
Wirkungsgrad Linearregler
Wirkungsgrad Schaltregler
2.16V
77.4%
70.6%
2.7V
72,7%
72.8%
Wie zu erwarten, ist der Wirkungsgrad des Linearreglers bei geringen Eingangsspannungen höher.
Allerdings kann mit dem Schaltregler ein deutlich größerer Eingangsspannungsbereich abgedeckt werden.
Da in der Anwendung von einer geringen Spannungsdifferenz ausgegangen werden kann, wird für weitere
Arbeiten deshalb der Linearregler TPS78001eingesetzt.
Tabelle 24: Stromversorgung bei einer Eingangsspannung von 2.7V
Linearregler TPS78001
Phase
Zeit (ms) Anzahl Zeit (ms)
E (µWs)
Schaltregler LTC3531
Pmittel [mW]
E (µWs)
Pmittel [mW]
Init TX
30,6
1
30,6
2000
65,4
2000
65,4
TX
1,6
1
1,6
130
81,3
130
81,3
RX
10,4
1
10,4
920
88,5
920
88,5
Mess
3,1
3
9,3
284
30,6
230
24,7
Ruhe
948,1
27
0,0
77
0,1
Gesamt
1000
3361,3
3,4
3357,06
3,4
Tabelle 25: Stromversorgung bei einer Eingangsspannung von 2.16V
Linearregler TPS78001
Phase
E (µWs)
Schaltregler LTC3135
Pmittel [mW]
E (µWs)
Pmittel [mW]
Init TX
30,6
1
30,6
1900
62,1
2000
65,4
TX
1,6
1
1,6
130
81,3
130
81,3
RX
10,4
1
10,4
880
84,6
940
90,4
Mess
3,1
3
9,3
227
24,5
322
34,6
Ruhe
948,1
20
0,0
71
0,1
Gesamt
1000
3157,51
3,2
3463,08
3,5
104
Abbildung 97: Stromversorgung bei einer Eingangsspannung von 2.16V
Für eine Eingangsspannung von 2.16V ergibt sich das folgende Lastprofil. Dieses kann zur
Dimensionierung des Energiespeichers herangezogen werden:
Abbildung 98: Lastprofil bei einer Eingangsspannung von 2.16V
3.5.7.6 Energie-Optimierung Programmablauf
Bisher wurde der µController mit einem Intervall von 250ms aus einem Energiesparmodus geweckt.
Danach fand entweder eine Übertragung von Messwerten oder eine neue Messung statt. Der NanoNet-IC
wurde in seiner Ruhephase vollständig von der Betriebsspannung getrennt.
Es wurde untersucht, inwieweit die Verkürzung der Initialisierungszeit des Nanonet-IC durch Verwendung
des Schlafmodus so viel Energie spart, dass dadurch der erhöhte Energieverbrauch in der Ruhephase
ausgeglichen wird. Fazit: Der Energieverbrauch des NanoNet-IC im Schlafmodus ist zu groß. Für die
weitere Arbeit wurde deshalb dieser Ansatz nicht verfolgt.
105
Tabelle 26: Verwendung des Schlafmodus des Funkmoduls
Linearregler TPS78001 / 2.2V Linearregler TPS78001 / 2.7V
Phase
E (µWs)
Pmittel [mW]
E (µWs)
Pmittel [mW]
Init TX
14,1
1
14,1
640
45,4
710
50,4
TX
1,6
1
1,6
120
75,0
130
81,3
RX
10,3
1
10,3
830
80,6
940
91,3
Mess
3,1
3
9,3
252
27,1
306
32,9
Ruhe
964,7
2133
2,2
2292
2,4
Gesamt
1000
3975,22
4,0
4378,22
4,4
Abbildung 99: Verwendung des Schlafmodus des Funkmoduls
3.5.7.7 Energieoptimierung durch Redundanzvermeidung
Grundsätzlich müssen im Projekt IEKU sich gegenseitig widersprechende Forderungen vereinbart werden.
Angestrebt wird eine möglichst hohe Abtastrate für den Regelkreis des Kraftstoffsystems verbunden mit
einer fehlerfreien Datenübertragung vom Sensor. Beide Forderungen werden derzeit durch redundante
Programmschritte realisiert. Es erfolgt derzeit eine Prüfung der übertragenen Daten durch den Empfänger
und eine Bestätigung der korrekten Übertragung an den Sensor. Weiterhin wird in kürzeren Intervallen
gemessen, als Daten übertragen werden können. Dadurch ist es möglich, auf kritische Ereignisse zu
reagieren. Beide Realisierungen benötigen jedoch zusätzliche Energie.
Grundsätzlich muss die Steuersoftware so ausgelegt sein, dass eine fehlerhafte oder fehlende Übertragung
von Messwerten toleriert wird. Prinzipiell ist eine 100% ige Verfügbarkeit von Messwerten nicht gegeben.
Gründe dafür sind einerseits die diskontinuierliche Energiebereitstellung durch den Generator (Unterschied
Stadtfahrt / Landfahrt), andererseits die mögliche Beeinflussung der Funkübertragung durch Störer.
106
Zur Energieminimierung wird deshalb vorgeschlagen, dass einerseits auf die Empfangsbestätigung auf
Applikationsebene verzichtet wird, andererseits das Messintervall dem Sendeintervall angepasst wird.
Fehlende Informationen können im Regler beispielsweise durch den Einsatz von Kalman-Filtern
kompensiert werden. Die damit verbundene Filterwirkung könnte im Extremfall auch zum Verzicht auf die
Mittelwertbildung am Sensor genutzt werden.
Folgende Diagramme zeigen den Energieverbrauch exemplarisch für eine Messfrequenz von 1Hz, wobei
jeder Messwert ohne Bestätigung an den Empfänger übertragen wird. Eine weitere Optimierung der SPIZugriffe zwischen µController und NanoNet-IC reduzierte dabei die Zeit zur Initialisierung des IC nochmals
um 5ms.
Tabelle 27: Dritte Firmwareversion: Mittlere Leistungsaufnahme
Phase
Zeit (ms)
Anzahl
Gesamtzeit (ms)
E (µWs)
Pmittel [mW]
Init TX
25,4
1
25,4
1218
48,0
TX
1,6
1
1,6
97
60,6
RX
0
0
0
0
0
Mess
3
1
3
58
19,3
Ruhe
970
9
0,0
Gesamt
1000
1381,99
1,4
Abbildung 100: Dritte Firmwareversion: Energieverbrauch und Energieverteilung
107
Tabelle 28: Dritte Firmwareversion: Mittlere Leistungsaufnahme inklusive Spannungsregler
Linearregler TPS78001 /
Linearregler TPS78001 /
2.16V
2.7V
Phase
E (µWs)
Pmittel [mW]
E (µWs)
Pmittel [mW]
Init TX
25,4
1
25,4
1580
62,2
1700
66,9
TX
1,6
1
1,6
119
74,4
125
78,1
RX
0
0
0
0
0
0
0
Mess
3
1
3
69
23,0
87
29,0
Ruhe
970
21
0,0
28
0,0
Gesamt
1000
1788,57
1,8
1939,68
1,9
Abbildung 101:
Spannungsregler
Dritte
Firmwareversion:
Energieverbrauch
und
Energieverteilung
Abbildung 102: Dritte Firmwareversion: Lastprofil exemplarisch für U=2.16V
108
inkl.
Das Gesamtsystem benötigt mit den vorgeschlagenen Messintervallen weniger als 2mW Leistung. Bei
einer minimal möglichen Versorgungsspannung von 2.16V ist mit einem Spitzenstrom von ca. 110mA zu
rechnen.
109
3.5.7.8 Funktionelle Erweiterung des NanoNet-Treiberstacks
Zur funktionellen Erweiterung des Treiberstacks wurde der Auto-Mode des verwendeten HF-Moduls
analysiert und für das Projekt IEKU bewertet.
Im Auto-Mode übernimmt der NanoNET Transceiver NA1TR8 die Datenaufbereitung und die
Zusammenstellung des MAC-Headers. Die Vorteile des Auto-Mode ergeben sich durch die Entlastung
des Controllers, da ein Großteil der Datenverarbeitung im Funkmodul stattfinden kann. Zusätzliche
Funktionen können aktiviert werden. Jede der Funktionen wurde innerhalb des Berichtszeitraumes
bezüglich Laufzeit und Energieverbrauch bewertet. Zu diesem Zweck wurde der Stack um ein
Konfigurationsobjekt erweitert, welches vom Hauptprogramm initialisiert und innerhalb des Stacks
ausgewertet wird. Ein Default-Objekt trägt dabei zu einfacher Handhabung bei.
Tabelle 29: Übersicht zusätzlicher Funktionen des NanoNET-Auto-Modus
Funktion
Optionen
IEKU – Konfiguration
Adressierung von
Teilnehmern in MAC-Daten
Inaktiv
Aktiv
Aktiv
Modulation
1 Bit / Symbol
2 Bit / Symbol
2 Bit / Symbol
Codierung
Direkt
Scrambler aktiv
Scrambler (Anpassung an Eigenschaften Verschlüsselung aktiv
des Kanals)
Verschlüsselung (128 Bit)
CRC
Inaktiv
Header
Daten
Standard für CRC
Header + Daten
CRC-Typ 1 (ISO/IEC 3309, CCITT X.25,
X.75, ETS 300 125)
FEC
Inaktiv
Aktiv 4/7-Code
Inaktiv
CSMA/CA
Inaktiv
Physical Carrier
Auswertung
Physical
Carrier
Sensing
und/oder Chirp-Auswertung)
Sensing
(RSSI
Virtuall Carrier Sensing
3-Wege-Handshake (RTS/CTS)
Exponential Back-Off inaktiv/aktiv
Automatische
Empfangsbestätigung und
Sendewiederholung
Inaktiv
Anzahl 1-14
Exponential Back-Off inaktiv/aktiv
Aktiv
max. 3 Sendewiederholungen
Exponential Back-Off inaktiv
Beaconempfang
(Synchronisation)
Inaktiv
Aktiv
Inaktiv
-
Chirp-
3.5.7.8.1
Analyse des Energieverbrauchs
Tabelle 30: Übersicht Energiebedarf der verschiedenen Implementierungen
Energie (Auto-Mode) in µWs
Default
Ohne Rx-Init
Rx-Init
Adressierung
Rx-Init
Adressierung
Acknowledge
Rx-Init
Adressierung
Verschlüss.
107,6
107,2
107,0
104,9
110,0
Initialisierung Chirp Sequencer
721,2
720,8
720,9
722,5
727,1
Konfiguration Register
91,4
58,2
91,6
91,4
93,6
Kalibrierung Rx
103,6
-
103,4
104,6
106,8
Kalibrierung Tx
64,7
99,5
64,6
64,9
66,2
Kalibrierung Chirp DAC Filter
137,6
136,9
137,6
138,7
139,7
Adressen schreiben
-
-
11,8
11,5
13,1
Schlüssel schreiben
-
-
-
-
40,5
Initialisierung
1226,1
1122,6
1236,9
1238,5
1297,0
Senden
93
92
102
115
102
Messung
65
65
64
67
68
Ruhe
9
9
9
9
9
Rest
17
16,3
16,5
17,1
17,7
Gesamt
1410
1305
1428
1447
+ n * 59
1494
Reset
Setup SPI/ request version
16 MHz starten
111
Tabelle 31: Übersicht Laufzeit der verschiedenen Implementierungen
Laufzeit (Auto-Mode) in ms
Default
Ohne Rx-Init
Rx-Init
Adressierung
Rx-Init
Adressierung
Acknowledge
Rx-Init
Adressierung
Verschlüss.
Reset
0,49
0,49
0,49
0,49
0,49
Setup SPI/ request version
0,41
0,41
0,41
0,41
0,41
16 MHz starten
7,05
7,05
7,05
7,05
7,05
Initialisierung Chirp Sequencer
10,50
10,50
10,50
10,50
10,50
Konfiguration Register
2,80
1,81
2,80
2,80
2,80
Kalibrierung Rx
1,60
-
1,60
1,60
1,60
Kalibrierung Tx
1,03
1,60
1,03
1,03
1,03
Kalibrierung Chirp DAC Filter
1,32
1,32
1,32
1,32
1,32
Adressen schreiben
-
-
0,35
0,35
0,35
Schlüssel schreiben
-
-
-
-
1,28
Initialisierung
25,20
23,18
25,55
25,55
26,83
Senden
1,68
1,68
1,95
2,13 + n*0.38
1,95
Messung
3,00
3,00
3,00
3,00
3,00
Rest
0,90
0,90
0,90
0,90
0,90
Gesamt
30,78
28,76
31,40
31,58 + n*0.38 32,68
Tabelle 32: Endgültige Firmwareversion: Mittlere Leistungsaufnahme im Vergleich
Transparent-Mode
Automode
(ohne Acknowledge-Empfang)
Phase
Gesamt
Zeit (ms) E (µWs)
Pmittel
[mW]
E (%)
Gesamt
Zeit (ms)
E (µWs)
E (%)
Pmittel
[mW]
Init
25,4
1218
88.15
48,0
25.6
1239
85,6
48,5
TX / RX
1,6 (TX)
97
7.05
60,6
2,1
115
8,0
54,0
Mess
3
58
4.2
19,3
3
67
4,6
22,3
Ruhe
970
9
0.6
0.01
968.4
9
0,6
0,01
Sonstiges
0
0
0
0
0,9
17,1
1,2
19,0
Gesamt
1000
1382
100
1,4
1000
1447
100
1,45
112
Abbildung 103: Endgültige Firmwareversion: Energieverbrauch
Die funktionelle Erweiterung des Treiberstacks gelang ohne den Energiebedarf des Moduls signifikant
zu erhöhen. Mit der nun vorliegenden endgültigen Version ist eine gesicherte und verschlüsselte
Datenübertragung mehrerer Sensoren an das Basismodul möglich. Die Messungen am
Demonstratorboard zeigen zwar eine höhere Leistungsaufnahme als im Projekt ursprünglich geplant,
aber eine weitere Reduzierung wird bei Umsetzung des bestehenden Demonstrators in einen ASIC
erreicht werden können, da in diesem Fall das bisherige System aus zwei µControllern in ein System
mit einem µController umgewandelt wird.
Das Projektziel wurde bezüglich des Systems Mikrocontroller/Funkmodul mit der vorliegenden
Firmwareversion erreicht.
113
3.6
Aufbau- und Verbindungstechnik
3.6.1
Packagingkonzepte für die IEKU-Systemlösung
3.6.1.1 Übersicht
Ziel des Projektvorhabens ist es, in eine fluidische Schnellkupplung Sensorik, Energieerzeugung,
Datenverarbeitung und Funktechnik so zu integrieren, dass diese die Definition einer intelligenten
energieautarken Kupplung erfüllt. Neben der Optimierung der einzelnen Komponenten darf die
Bedeutung des Gehäuses nicht unterschätzt werden. Neben der grundlegenden Anforderung, die
Komponenten zu fixieren und gegen Umwelteinflüsse zu schützen müssen messbare Kriterien wie
z.B. der Montageaufwand und der bereitgestellte Platz sowie subjektive Kriterien wie die Haptik des
Gehäuses bei der Auswahl eines geeigneten Gehäusekonzeptes berücksichtigt werden.
3.6.1.2 Funktion
Grundlegende Funktion des Gehäuses ist die Bereitstellung einer SAE-konformen fluidischen
Schnellkupplung, die die Anforderungen an Dichtigkeit, Beständigkeit und Montageparameter erfüllt.
Darüber hinaus müssen im IEKU Package noch weitere Funktionen realisiert werden, die sich aus der
Bestückung mit elektronischen Komponenten, wie z.B. dem Sensor und der Datenverarbeitung ergibt.
Die wichtigsten dieser Funktionen und mögliche Implementierungen werden im Folgenden aufgeführt:
•
Bereitstellung eines Medienzugangs für den Sensor
Um den Druck oder die Temperatur der geführten Flüssigkeit zu messen ist es
wichtig, den Sensor möglichst nahe an das Medium heranzuführen, da jedes
Zwischenelement, wie z.B. eine Membran, das Messsignal verfälscht. Gleichzeitig
muss die Elektronik im Inneren des Gehäuses vor dem Medium geschützt und die
generelle Dichtigkeit der Kupplung garantiert sein. Um dies zu bewerkstelligen wird
der Sensor mit einer Anschlusskapillare aus Glas oder Edelstahl versehen und diese
Kapillare gegen das Gehäuse mit O-Ringen abgedichtet.
•
Mechanische und elektrische Kontaktierung der elektronischen Komponenten
Je nach Art der gewählten Aufbau- und Verbindungstechnik müssen entweder
elektronische Bauelemente direkt oder auf Leiterplatten befestigt und kontaktiert
werden. Der erste Fall, direktes Bestücken des Gehäuses mit Bauelementen ist von
Bedeutung, wenn MID-Techniken angewandt werden, da hierbei im Gehäuse selbst
Leiterbahnstrukturen aufgebracht werden. Auf diese Strukturen können die
Bauelemente dann entweder verlötet, geklebt und gebondet oder mit Leitkleber
geklebt werden. Werden eher traditionelle Designs unter Verwendung von
Leiterplattentechnologie verwendet, so müssen die einzelnen Leiterplattenelemente
fixiert und miteinander verbunden werden. Hierbei sind unterschiedliche Techniken
denkbar, wie z.B. das Umspritzen von Kontaktstiften, die Verwendung von FlexLeitern, die Verbindung mittels Steckkontakten auf den Leiterbahnen oder auch hier
MID.
3.6.1.3 Design
Das Kupplungsgehäuse muss einen möglichst optimalen Kompromiss zwischen Handhabbarkeit und
damit Größe und bereitgestelltem Platz zur Unterbringung der Komponenten darstellen. Hierzu
wurden verschiedene Gehäusekonzepte entwickelt, die dann im nächsten Schritt miteinander
verglichen und anhand eines Bewertungskatalogs beurteilt werden. Da die Montage des Generators
separat beleuchtet wird, wurde dieser Aspekt hier nicht ausführlich betrachtet, die Ergebnisse der
Untersuchungen zum Generatorgehäuse werden dann im gewählten IEKU - Gehäusekonzept
einfließen. Die aktuellen Konzepte werden im Folgenden kurz vorgestellt:
Abbildung 104: ZSB 1 Schnellkupplungsdesign
Der ZSB 1 (Zusammenbau) sieht ein Einlegeteil vor, auf dem sämtliche elektrische Komponenten
vormontiert werden und das dann durch den Fluidkanal durchgeschoben wird. Die Abdichtung zum
Medium erfolgt hierbei durch O-Ringe. Da der Generator und die Systemelektronik auf
unterschiedlichen Seiten des Fluidkanals untergebracht sind, wird eine elektrische Verbindung der
beiden Seiten benötigt, die in diesem Fall durch umspritzte Kontakte realisiert wird. Zur Verbindung
der einzelnen Leiterplatten lassen sich hier alle oben genannten Verbindungstechniken einsetzen. Die
bereitgestellte Leiterplattenfläche beträgt 1250 mm².
Auch beim ZSB 2 wird ein Einlegeteil verwendet, dieses wird allerdings in Form eines L um den
Fluidkanal gelegt, um den Durchbruch des Kanals aus ZSB 1 zu vermeiden. Dabei stehen
Generatorplatine und Systemelektronik im Winkel von 90° zueinander. Dadurch ergibt sich zusätzliche
115
Freiheit bei der Gestaltung der Verbindungselemente zwischen Generator und Systemelektronik.
Allerdings ist noch nicht vollständig geklärt, wie sehr das Magnetische Wechselfeld des schwingenden
Permanentmagneten die Systemelektronik, die hier räumlich sehr nah angeordnet ist, beeinflusst.
Unter Verwendung einer einzelnen Leiterplatte wird eine Leiterplattenfläche von 806 mm² erreicht.
Um ein symmetrisches Design zu erreichen, wurde bei der ZSB 3 Variante wieder ein
Leiterplattenstapel verwendet, der hinter dem Generator angeordnet wurde. Durch die stufenförmige
Aufweitung des Inlays im Bereich der Leiterplatten eignet sich dieses Design insbesondere für MID,
andere Verbindungstechniken sind aber genauso denkbar. Die Leiterplattenfläche beträgt 826 mm².
ZSB 4 stellt eine symmetrische Version von ZSB 2 dar. Auch hier ergeben sich potentiell Probleme mit
der Mikroelektronik, aufgrund der magnetischen Streufelder des Generators. Außerdem müssen zwei
aneinander grenzende Flächen verschlossen werden, was sich nur recht aufwändig realisieren lässt.
Die erzielte Leiterplattenfläche beträgt 883 mm².
116
ZSB 5 stellt eine Kombination der ZSB Varianten 2 und 3 dar. Diese Variante hat den Vorteil, dass sie
bei einer recht kurzen Kupplung eine beachtliche Platinenfläche integriert, allerdings wird diese durch
immerhin drei separate Leiterplatten (zuzüglich der Leiterplatte des Generators) und ein recht
komplexes Einlegeteil erkauft. Die damit erreichte Leiterplattenfläche liegt bei 953 mm².
ZSB 6 wurde auf den Einsatz von Flex oder Starr-Flex Leiterplatten ausgelegt, die um den zentral
aufgebauten Stapel aus Drucksensor und Generator herum gefaltet werden. Hierbei ist es denkbar,
dass alle Module in einem gemeinsamen Starr-Flex Verbund integriert werden. Somit entfallen alle
weiteren Verbindungstechniken, da alle Komponenten bereits zusammenhängen. Problematisch
hierbei ist aber wiederum die Nähe der Systemelektronik zum Generator. Konstruktionsbedingt lassen
sich die Leiterplatten zudem nur teilweise doppelseitig bestücken. Die Gesamtfläche des Flexleiters
beträgt 1690 mm².
Um den Abstand zwischen Generator und Systemelektronik zu vergrößern wurden diese
Komponenten beim ZSB 7 wieder entgegengesetzt zum Fluidkanal montiert. Dazu wurde, im
Gegensatz zur ZSB 1, kein Durchbruch des Kanals verwendet, sondern die Komponenten werden
beidseitig montiert, wobei die Kontaktierung durch eingelegte Stifte realisiert werden kann. Auch wenn
die Kupplung bei dieser ZSB Variante relativ lang ausfällt, so ist sie durch die recht flach aufbauenden
Komponenten angenehm zu handhaben. Unter Verwendung einer einzelnen Platine wird eine Fläche
von 910 mm² erreicht.
117
Der ZSB 8 wurde ebenfalls auf die Verwendung einer Starr-Flex Kombination hin ausgelegt. Die
entgegengesetzt montierten Generator- und Drucksensorbaugruppen werden durch den flexiblen Teil,
auf dem auch die restliche Systemelektronik untergebracht ist, verbunden. Somit ist auch hier keine
weitere Verbindungstechnik notwendig. Allerdings gestaltet sich die Versiegelung des Gehäuses
wieder recht aufwändig. Die insgesamt erzielte Platinenfläche liegt bei 1200 mm².
3.6.1.4 Bewertung
Bei der Auswahl des optimalen Packagingkonzeptes müssen eine Vielzahl unterschiedlicher Faktoren
berücksichtigt werden. Um eine möglichst objektive Bewertung durchzuführen wird deshalb ein
Bewertungskatalog erstellt, nach dem die einzelnen Konzepte beurteilt werden können. Hierbei wird
zuerst untersucht, welche AVT-Konzepte sich mit einer Variante realisieren lassen. Somit steigt bei
diesem Schritt die Anzahl der untersuchten Konzepte nochmals an, da die unterschiedlichen
Varianten der verschiedenen Konzepte als eigenständige Konzepte bewertet werden. Die Bewertung
selbst findet dann unter drei Hauptgesichtspunkten statt:
•
•
•
Produktionsaufwand
Die Kriterien dieser Gruppe spiegeln den Aufwand dar, der getätigt werden muss um
das Konzept in der Produktion umzusetzen. Dazu gehören u.A.:
i. Aufwand für die Etablierung neuer Produktionstechniken
ii. Strategische Bedeutung der Produktionstechniken (in wie fern ist damit zu
rechnen, dass die Technologie auch in anderen Produkten benötigt wird)
iii. Automatisierbarkeit der Montageschritte
iv. Anzahl der Montageschritte
v. Prozesssicherheit der Produktions- und Montagetechniken
Technische Daten / Key Product Characteristics
Die Kriterien hierbei spiegeln hauptsächlich die Performance des Konzeptes wieder.
Hierzu gehören z.B.:
i. Größe und Gewicht des Packages
ii. Möglichkeiten bei der Gestaltung der Antenne
iii. Risikoabschätzung zur Beständigkeit und zur Mediendichtigkeit
iv. Bereitgestellte Leiterplattenfläche
Kundenakzeptanz
Hierbei spielen insbesondere Faktoren wie die Bedienbarkeit und der Preis eine Rolle,
aber auch subjektive Merkmale wie Aussehen und Haptik werden hier mit bewertet.
118
Um insbesondere das Kriterium Kundenakzeptanz bewerten zu können wurden Prototypenteile im
SLS-Verfahren (Selective Laser Sintering) hergestellt. Diese Prototypen lassen unter anderem sehr
viel bessere Rückschlüsse auf die Montierbarkeit der Komponenten zu, da die Fragilität der Strukturen
im CAD-System oftmals unterschätzt wird.
3.6.2
Packagekonzepte AVT
Für das im IEKU-Projekt angestrebte Package einer intelligenten energieautarken fluidischen
Schnellkupplung wurden verschiedenste Ansätze der Aufbau- und Verbindungstechnik beleuchtet.
Hierzu wurden zunächst Funktionsgruppen definiert, die im Gehäuse platziert werden müssen. Diese
Funktionsgruppen sind:
a) Sensorik: Drucksensormodul
b) Energieversorgung: Generator mit Gleichrichter
c) Systemlogik: Datenverarbeitung / Mikrocontroller
d) Kommunikation: Funkmodul mit Antenne
Da die einzelnen Funktionsgruppen vorerst getrennt aufgebaut werden und von Ihrer Komplexität nur
mit einer Leiterplattentechnik realisierbar sind, wurde für jede Funktionsgruppe im Package der
Kupplung eine eigene Leiterplatte vorgesehen. Von der Aufbau- und Verbindungstechnik muss nun im
Wesentlichen die elektrische Verbindung der Leiterplatten untereinander, deren mechanische
Halterung sowie die Medienanbindung des Drucksensors erbracht werden.
Es wurden einerseits eher konventionelle Ansätze bei der Konzeption der Aufbau- und
Verbindungstechnik verfolgt, wie in Abbildung 119 dargestellt. Andererseits wurden auch Ansätze für
die Aufbau- und Verbindungstechnik des Kupplungs-Package erstellt, welche die MID-Techniken
nutzen. Diese sind in Abbildung 120 gezeigt.
Variante 1 zeigt den Aufbau des Kupplungs-Package mit einem Leiterplattenstapel in einem
konventionellen Kunststoffgehäuse. Dabei sind die elektrischen Verbindungen zwischen den
Leiterplatten über Steckerelemente oder Kabel realisiert. Mechanisch werden die Leiterplatten im
Gehäuse über Schnapphaken oder Klebeverbindungen fixiert.
Bei Variante 2 wird die elektrische Verbindung zwischen den Leiterplatten über eine Starr-FlexLeiterplattenanordnung realisiert. Dies hat den Vorteil, dass die gesamte elektrische Schaltung bereits
vorkonfektioniert und getestet werden kann, bevor sie in das Gehäuse eingesetzt wird.
Dies ist auch bei Variante 3 möglich, bei der alle Funktionsgruppen auf einem großen FlexLeitersubstrat montiert sind und dieses über Falten in das Gehäuse eingebracht wird.
119
Variante 1
Variante 2
Variante 3
Abbildung 112: Konventionelle Ansätze der Aufbau- und Verbindungstechnik.
Variante 4
Variante 5
Variante 6
Abbildung 113: Ansätze der Aufbau- und Verbindungstechnik in MID-Technik.
120
Bei Variante 4 sind die elektrischen Verbindungen zwischen den Leiterplatten über ein im
Kunststoffgehäuse umspritztes Stanzgitter realisiert. Dies ist möglich, da nur eine geringe Anzahl
elektrischer Leitungen zwischen den Leiterplatten umgesetzt werden müssen. Der elektrische Kontakt
zwischen Stanzgitter und Leiterplatten kann über verschiedene Techniken wie Löten, Kleben oder
Bonden erfolgen.
Variante 5 stellt ein Gehäuse-Package in 2K-MID-Technik dar, bei dem die elektrischen Verbindungen
zwischen den Leiterplatten über außenstromlos galvanisch abgeschiedene Leitungen auf dem
Package selbst geführt werden. Der elektrische Kontakt zwischen MID und Leiterplatten kann
ebenfalls über verschiedene Techniken wie Löten, Kleben oder Bonden erfolgen.
Dies ist auch bei Variante 6 der Fall, jedoch werden die Leiterbahnen über die LPFK-LDS-MIDTechnik aufgebracht, was die Werkstoffauswahl für das Package verringert, dafür die Designfreiheit
und Designflexibilität bzgl. des Leiterbahnlayouts erhöht. Die mechanische Verbindung von
Leiterplatte zu MID-Package kann über Kleben, Aufpressen oder Ähnliches erfolgen.
Die verschiedenen Aufbau- und Verbindungstechnik-Varianten werden in Abbildung 121 nochmals
gegenübergestellt.
Abbildung 114: Übersicht der einsetzbaren Verbindungstechniken für die Varianten.
Um eine strategische Roadmap für das Gesamtsystem und auch das zugehörige erforderliche
Packaging erstellen zu können, wurden Evolutionsstufen ausgearbeitet, die einen zunehmenden
Integrationsgrad der Elektronik aufweisen. Abbildung 122 zeigt diese verschiedenen Evolutionsstufen
schematisch.
Mit zunehmender Evolutionsstufe wird das Packaging schrumpfen, da die Funktionsgruppen mit ihren
Teilkomponenten immer höher integriert und damit miniaturisiert werden.
121
Abbildung 115: Die Evolutionsstufen des IEKU-Packages.
0. Evolutionsstufe - Elektronik Demoboard (Voruntersuchung Package und AVT):
Erarbeitung der Packaging und AVT-Technik, die für Serienprodukt eingesetzt werden kann.
Bewertungskatalog, Technologie-Varianten, Aufbau-Varianten. Experimentelle Untersuchungen an
Technologie-Demonstrator.
1. Evolutionsstufe (Systemdemonstration):
Einsatz der Packaging und AVT-Technik, die auch für Serie eingesetzt werden soll. Aber die
Abmessungen sind auf die geringe Entwicklungsstufe der System-Komponenten abgestimmt. Diese
liegen praktisch nur in nicht miniaturisierten, diskret aufgebauten Schaltungen vor. Das Package wird
entsprechend so groß ausgelegt, dass genügend Leiterplattenfläche für die System-Komponenten
untergebracht werden kann.
2. Evolutionsstufe (1-Chiplösung, Integration der gesamten Systemelektronik in das HF-Modul)
System-Komponenten sind geschrumpft, dadurch sind geringere Package-Abmessungen realisierbar.
AVT-Technologie wird beibehalten.
3. Evolutionsstufe (1-Chiplösung, Integration der gesamten Systemelektronik und des HF-Moduls in
einem geeigneten ASIC)
System-Komponenten sind maximal geschrumpft, dadurch sind kleinste Package-Abmessungen
realisierbar. AVT-Technologie wird beibehalten.
122
Im Rahmen des Vorhabens sollte die Evolutionsstufe 1 (Systemdemonstration) umgesetzt werden.
Für die im Vorhaben zu realisierende Packaging-Variante wird die Leiterplattenfläche auf die seitens
der Elektronik geforderten Abmessungen vergrößert, der Aufbau sollte mit allen Varianten möglich
sein. Anordnungskonzept und AVT sollten aber möglichst nahe an der avisierten Serienlösung liegen,
nur die Abmessungen sind insgesamt größer.
Es wurde ein Konzept für einen Packaging-Demonstrator erarbeitet, an dem wichtige
Voruntersuchungen zur Aufbau- und Verbindungstechnik zwischen Leiterplatten und einem MIDbasierten Package durchgeführt werden können. Abbildung 123 zeigt dieses Aufbaukonzept, welches
anschließend vom Projektpartner A. Raymond zu einem im Spritzguss herstellbaren Bauteil
überarbeitet wurde.
Abbildung 116: Konzept für Packaging-Demonstrator mit Platinen (Schnittdarstellung).
Die Teilgruppen Drucksensor, Mikrocontroller und Funkmodul mit Antenne finden jeweils auf
separaten Leiterplatten Platz. Der Mikrogenerator ist eine eigenständige Baugruppe mit integrierter
Elektronik und wird vorerst nicht in das dargestellte Package integriert.
Auf der unteren Leiterplatte findet der Drucksensor mit der direkten Medienanbindung zum Kraftstoff
Platz. Auf der Leiterplatte darüber soll sich der Mikrocontroller befinden, der die Signale des
Drucksensors digitalisiert, weiterverarbeitet und an das Funkmodul überträgt. Die obere Leiterplatte
soll ein Funkmodul aufnehmen, das selbst bereits als Leiterplatte mit Funk-IC im Schirmblechgehäuse
ausgeführt ist.
Die Leiterplatten liegen auf den breiteren Treppenstufen auf, die schmaleren Treppenstufen dienen
als seitliche Führung.
In der Überarbeitung des Entwurfs wurde die Adaptierung des Demonstrators auf ein bei A. Raymond
bestehendes Serienteil eines kabelgebundenen Drucksensors vorgesehen, um die Funktionsfähigkeit
des Systems direkt in einer Fuel Line testen zu können. Abbildung 124 zeigt das überarbeitete
Design. Der Demonstrator wurde daher an der Unterseite so ausgeformt, dass er in das bereits
vorhandene Serienteil eingefügt werden kann.
Weiterhin wurde durch das Einbringen von Aussparungen an der Rückseite der Stufen dafür Sorge
getragen, dass am Bauteil keine Materialanhäufungen entstehen und einheitlich gleiche Wandstärken
vorliegen.
123
Abbildung 117: Vollständig aufgebauter Packaging-Demonstrator.
Der obere Rand des Trichters wurde dahingehend ausgebildet, dass er umlaufend eine Nut erhält. In
dieser soll über eine Klebeverbindung ein Deckel eingesetzt werden, um die Elektronik später vor
Umwelteinflüssen zu schützen und das Gehäuse damit dicht zu verschließen.
In den Eckbereichen wurden gespritzte Stifte vorgesehen, die eine alternative Befestigungsmöglichkeit der Leiterplatten darstellen. Mit einem Stempel könnten die Leiterplatten durch Prägen der
Stifte im Gehäuse mechanisch fixiert werden.
Bei der Wahl des Anschnitts am Bauteil wurde ein Schirmanguss an der Medienanbindung des
Drucksensors gewählt. Die zugehörige Durchführung der Spritzgusssimulation ist im Kapitel 3.6.3.2
erläutert. Der Schirmanguss gewährleistet eine vollständige Füllung des Bauteiles beim Abformen.
Im Rahmen der Auskonstruktion konnten weiterhin die Abmessungen der Leiterplatten festgelegt
werden.
124
3.6.3
Simulation Formfüllverhalten
Ziel des IEKU – Projektes ist es ein Energieautarkes Sensorsystem zu entwickeln, welches für die
zahlreichen im Automobil verwendeten Sensoren eingesetzt werden kann. Testfall hierfür ist ein
Drucksensor, wie er z.B. im Kraftstoffsystem eingesetzt wird, um die Kraftstoffpumpe bedarfsgerecht
zu regeln.
Hierbei muss das Packaging als Grundfunktionen die Gehäusetechnik für die elektrischen
Komponenten darstellen und diese bei den auftretenden Umwelteinflüssen sicher kapseln, gleichzeitig
aber auch in Kombination mit der AVT die Medienanbindung an den Drucksensor ermöglichen. Das
Packaging soll voll in das Kupplungselement integriert sein, möglichst geringe Außenabmessungen
sowie ein ansprechendes Design aufweisen. Die AVT stellt die Verbindungstechnik zwischen den
einzelnen Systemkomponenten (Drucksensorschaltung, μ-Generator, Systemlogik, Antenne) bereit.
Für die AVT der einzelnen Systemkomponenten wird die Leiterplattentechnik gewählt, da sie weit
verbreitet und kostengünstig ist und darüber hinaus die einzig sinnvolle AVT für die vielen
erforderlichen Einzelbauteile der Systemkomponenten darstellt. Die AVT umfasst sowohl die
elektrische wie auch die mechanische Verbindung der Systemkomponenten miteinander. Es ist
denkbar die Funktionen von Packaging und AVT miteinander zu vereinen, um damit einen höheren
Integrationsgrad zu erreichen. Beispielsweise ist dies über die MID-Techniken möglich. Insgesamt
müssen das Packaging sowie die AVT auf die bei Raymond vorhandenen bzw. einführbaren
Herstellungsprozesse abgestimmt sein.
Wie im letztjährigen Zwischenbericht beschrieben dient als Zwischenschritt vor einer vollständig
industrialisierbaren Lösung eine 1. Entwicklungsstufe dazu die verwendeten Techniken zu validieren.
Während hierbei bereits ein möglichst platzsparendes Konzept erstellt werden soll, liegt der Fokus
doch in der Validierung der verwendeten Techniken.
3.6.3.1 Funktionsweise
Das Grundkonzept sieht ein PCB-Trägermodul vor, welches in bestehende Fluidanschlussstücke
eingeklebt werden kann. Somit können die Werkzeugkosten relativ gering gehalten werden da nur ein
relativ einfaches Teil spritzgegossen werden muss. Dieses Trägermodul wird in einem LPKF LDS-MID
fähigen Material gefertigt, sodass es nicht nur die mechanische Fixierung sondern auch die
elektrische Verbindung der Module bewerkstelligen kann. Als Materialien kommen hierbei in Frage:
•
•
BASF Ultramid® T4381 LDS, ein Glas- und Mineralfaserverstärkes PA 6/6T.
Aufgrund der Automotive Anwendung im Kraftstoffbereich ist dieses Material
besonders gut geeignet, da Pa 6/6T Varianten hier bereits häufig eingesetzt werden.
Ticona Vectra® E840i LDS, ein Mineralfaserverstärktes LCP. Während LCP
Materialien hauptsächlich im Bereich elektrische Verbinder eingesetzt werden bietet
sich dieses Material aufgrund seiner hohen Dimensionsstabilität, guten chemischen
Resistenz und hohen thermischen Belastbarkeit durchaus auch für automotive
Anwendungen an.
In dieses Trägermodul sollen dann drei Module
für die verschiedenen funktionalen Gruppen
übereinander gestapelt werden. Diese, von der
GEMAC entwickelten, Module sind gesehen von
unten nach oben:
1. Drucksensormodul: Auf diesem
Modul sind der Drucksensor mit
seiner Medienanbindung sowie
ein Differenzverstärker
vorgesehen. Der
Differenzverstärker ist
insbesondere notwendig um die
kleinen Ausgangssignale des
Drucksensors nach Möglichkeit
nur über kurze Signalwege zu
leiten und somit zu verhindern,
dass Störsignale einkoppeln und
das Messergebnis verfälschen.
2. µController Modul: Auf diesem
Modul ist der µController samt
Peripherie untergebracht.
3. Funkmodul: Auf der Funkplatine
sind das eigentliche Funkmodul
sowie die Antenne platziert.
Abbildung 118: Eingesetzte Elektronik und Sensormodule
Um die drei Module zu verbinden sind am Rand der Module umlaufend insgesamt 16 Pads
angeordnet. Durch Verbindungsleitungen auf dem MID Grundkörper können diese dann verbunden
werden, wie in der Grafik rechts mit einer Teststruktur verdeutlicht. Für diese Verbindungen stehen
verschiedene Techniken zur Verfügung, wie z.B. Bonden, Löten oder Leitkleben, die für den
Anwendungsfall optimale Aufbautechnik wird hierbei vom HSG-IMAT evaluiert.
Um die Verbindung über die drei Lagen zu realisieren muss sichergestellt sein, dass an allen
relevanten Positionen auch eine Laseraktivierung erfolgen kann. Als grundlegende Designregel gilt
hier, dass ein Seitenwinkel von maximal 70° zur Ebene eingehalten werden sollte, um sicherzustellen
dass eine Strukturierung der Schräge erfolgreich verläuft. Aus diesen Designvorschriften und der
Größe des Nanotron Moduls ergeben sich dann folgende Platinenbaugrößen:
Tabelle 33: PCB Abmessungen
Modul
Länge
Breite
Sensorplatine
24.8mm
16.6mm
µController
30.3mm
22.1mm
Funkplatine
35.8mm
27,6mm
126
Wie eingangs erwähnt sieht das Konzept vor, dass der MID-Träger in ein bestehendes Schlauchanschlussstück eingeklebt wird. Nach Bestücken wird das Gehäuse durch Verkleben mit einem
Deckel mediendicht verschlossen.
Im Folgenden werden einzelne Komponenten des Gehäuses kurz aufgeführt:
Abbildung 119: Darstellung des Demonstrator- Gehäuseaufbaus (ohne Harvester)
Klebestruktur zum mediendichten Verkleben mit einem Schlauchanschlussteil
1. Medienzugang für den Drucksensor und Druckausgleichsloch für die Verklebung
2. Stütz- und Kontaktierungsstufen für die Leiterplatten
3. Pins zur mechanischen Fixierung der Leiterplatten
3.6.3.2 Spritzguss
Aufgrund der hohen Anforderungen des MID-Prozesses an die Oberflächenqualität eines
Kunststoffkörpers konnte für das Demonstratorgehäuse kein Aluminium oder DMLS
Prototypengehäuse verwendet werden. Die einfache Geometrie erlaubt es aber das Werkzeug als
Formnest in einer bestehenden Stammform auszulegen. Um die Oberflächeneigenschaften nicht
durch Bindenähte oder Lufteinschlüsse zu gefährden wurden Füllsimulationen mit der
Simulationssoftware Autodesk Moldflow durchgeführt.
Grundsätzlich standen zwei verschiedene Anspritzstrategien zur Verfügung: Ein Tunnelanguss seitlich
am oberen Rand des Gehäuses oder ein Schirmanguss am Medienzugang. Hierbei wurde zuerst der
zu erwartende Verzug der beiden Anspritzarten verglichen:
127
Tunnelanguss seitlich
Schirmanguss unten
Abbildung 120: Füll- Simulationsstudie mit unterschiedlichen Angusssystemen (Moldflow)
Die hier errechneten Ergebnisse weisen auf keinen signifikanten Unterschied im Bauteilverzug hin.
Ein für MID Strukturen äußerst kritisches Phänomen sind Bindenähte im Bauteil. Diese entstehen
dann, wenn im Spritzprozess bereits leicht abgekühlte Fließfronten aufeinander treffen. Da sich
dadurch an diesen Stellen kein homogenes Gefüge mehr ausbilden kann neigen Bindenähte zum
Einen zu deutlichen strukturellen Schwächen, zum Anderen ist die Oberfläche stark betroffen. Aus
diesem Grund wurde der gesamte Einspritzprozess unter diesem Gesichtspunkt betrachtet.
Tunnelanguss seitlich
128
Schirmanguss unten
Abbildung 121: Füll- Simulationsstudie (Moldflow)
Während der seitliche Tunnelanguss zu einer kritischen Bindenaht auf der gesamten
gegenüberliegenden Seite führt, kann mit einem Schirmanguss auf den Medienzugang ein sehr
homogenes Einspritzverhalten erzielt werden. Aus diesem Grund wurde das Werkzeug für diese
Angusskonfiguration ausgelegt. Als Material zur Berechnung der Schwindungseigenschaften und der
daraus resultierenden Kompensation im Werkzeug wurde das bereits erwähnte Ultramid PA 6/6T
verwendet. Mit den dementsprechend festgelegten Parametern wurde eine Formkavität beschafft und
im Spritzgussversuch eingesetzt. Die hierbei verwendete Spritzgießmaschine war eine hydraulische
Maschine vom Typ Arburg Allrounder mit einer Schließkraft von 500kN. Eine Massetemperatur von
310°C lieferte die qualitativ besten Ergebnisse. Das folgende Bild zeigt mit verschiedenen
Einspritzmengen erzeugte Spritzgussteile. Auf diese Weise lässt sich der tatsächliche
Einspritzvorgang anhand dieser einzelnen Momentaufnahmen gut rekonstruieren.
Abbildung 122: Werkzeug- Füllstudie (MID- Demonstratorgehäuse)
129
Es zeigt sich, dass das simulierte Füllverhalten sehr gut mit dem tatsächlich beobachteten
Einspritzvorgang korreliert. Wie vorhergesagt lassen sich keine Bindenähte in den spritzgegossenen
Teilen erkennen. Als äußerst kritischer Spritzgussparameter stellte sich die Werkzeugtemperatur
heraus. so zeigten sich bei höheren Werkzeugtemperaturen Schlieren auf den Spritzgussteilen, wie im
nachstehenden Foto auf der linken Seite gut erkennbar. Durch Absenkung der Werkzeugtemperatur
auf 80°C konnte dieses Problem behoben werden (Abbildung 130, rechtes Bild), da aber ein
Stammwerkzeug mit Formkavität verwendet wurde und somit auf eine formnahe Kühlung verzichtet
werden musste wurde diese Absenkung mit einer langen Zykluszeit von ca. 1.3 Stück/min erkauft.
Abbildung 123: Einfluss der Spritzgießparameter auf die Bauteiloberfläche
Um zusätzlich noch die Möglichkeit eines Materialvergleiches aufzunehmen wurden im selben
Werkzeug Kunststoffteile aus dem ebenfalls eingangs erwähnten LCP Material, sowie, zu
Demonstrationszwecken, aus einem transparenten Polyamid (Rilsan® Clear) hergestellt.
Von den so gefertigten Funktionsteilen (PA 6/6T und LCP) wurden jeweils 5 Stück an zwei Stellen
(lange und schmale Kante an der Oberseite) vermessen. Die Ergebnisse sind in der folgenden Tabelle
zusammengefasst:
Tabelle 34: Demonstrator Abmessungen
Pa 6/6T, Seite 1
Pa 6/6T, Seite 2
LCP, Seite 1
LCP, Seite 2
1
44,38
36,14
44,53
36,39
2
44,35
36,03
44,48
36,33
3
44,4
36,36
44,45
36,38
4
44,39
36,37
44,43
36,26
5
44,23
36,35
44,31
36,34
Mittelwert
44,35
36,25
44,44
36,34
σ
0,06964194
0,15572412
0,08185353
0,05147815
Hier zeigt sich, dass trotz der Auslegung des Werkzeuges auf das Polyamid sehr formstabile LCPTeile herstellbar waren.
130
3.6.4
Entwurf einer DaisyChain
Für eine Qualifizierung der Aufbau- und Verbindungstechnik in Bezug auf ihre Zuverlässigkeit, wurde
eine DaisyChain entwickelt. Die DaisyChain besteht aus den drei Leiterplatten, auf denen sich jeweils
8 Widerstände befinden. Jeder Widerstand befindet sich zwischen zwei Kontaktstellen, über die er mit
dem MID an jeweils einer Treppenstufe elektrisch verbunden ist. Alle Treppenstufen einer Spalte sind
miteinander elektrisch verbunden, so dass sich eine Parallelschaltung von drei Widerständen, je einer
in jeder Ebene, ergibt.
Auf der unteren Leiterplatte befinden sich Widerstände mit einem Wert von 47 kΩ, auf der mittleren
Leiterplatte Widerstände mit einem Wert von 100 kΩ und auf der obersten Leiterplatte Widerstände
mit einem Wert von 1 MΩ. Somit ergibt sich im Idealfall ein äquivalenter Widerstandswert von ca.
30.982 kΩ. Die äquivalenten Widerstände sind über die Kontaktierungsstelle zum MID hin in Serie
geschalten. Die gemeinsamen Knoten der Kontaktstellen sind als Strang auf dem MID nach außen
geführt. Abbildung 131 zeigt den Schaltplan der DaisyChain und den Leiterplattenentwurf.
Durch die Serienschaltung von 7 äquivalenten Widerständen, denen ein äquivalenter Widerstand
parallel geschalten ist, stellt sich bei der Messung eines Strangs ein resultierender Widerstandswert
ein. Dieser liegt, sofern alle Kontaktstellen in Ordnung sind und somit alle Widerstände in den
Gesamtwiderstand einfließen, bei einem Wert von 27,109 kΩ. Durch Messung der einzelnen Stränge
kann anhand des Widerstandswertes eine Aussage über die Leitfähigkeit der Verbindungsstellen
getroffen werden.
Abbildung 124: Darstellung der DaisyChain.
Sind alle Kontaktierungsstellen zuverlässig kontaktiert, so erhält man einen resultierenden Widerstand
von 27,109 kΩ am gemessenen Zweig. Sind eine oder mehrere Kontaktierungsstellen defekt erhält
man einen davon abweichenden Widerstandswert. Die Zuordnung der Ausfallstellen eines Zweiges
wird anhand von Tabelle 35 ersichtlich.
Tabelle 35: Resultierende Widerstandswerte.
Bemerkung
Widerstandswert [kΩ]
Alle Kontaktstellen in Ordnung
27, 09
Ausfall eines 1 MΩ-Widerstands
27,8 5
Ausfall eines 100 kΩ Widerstands
37,192
Ausfall eines 47 kΩ Widerstands
64,058
Ausfall eines 1 MΩ und eines 47 kΩ Widerstands
68,442
Ausfall eines 1 MΩ und eines 100 kΩ Widerstands
3 ,6 9
Ausfall eines 100 kΩ und eines 47 kΩ Widerstands
178,22
Ausfall eines 1 MΩ, eines 100 kΩ und eines 47 kΩ
216,875
Anhand der Tabelle wird deutlich, dass für jeden Ausfall ein eindeutig messbarer und zuordenbarer
Widerstandswert vorliegt. Somit ist es möglich, alle Ausfallstellen zu lokalisieren und die Aufbau- und
Verbindungstechnik zu bewerten.
Das Leiterplattenlayout berücksichtigt bereits besondere Aspekte der Aufbau- und Verbindungstechnik. So sind in den Pads am Rand der Leiterplatte, die mit dem Package verbunden werden, Vias
vorgesehen, die dafür Sorge tragen sollen, dass überschüssiger Leitkleber bzw. überschüssiges Lot
vom Pad abgesaugt wird, indem sich das Via füllt. Somit soll ein Kurzschluss zwischen zwei
benachbarten Kontakten durch zu viel Leitkleber bzw. Lot vermieden werden.
Schliffbilder der aufgebauten DaisyChains bestätigten die Funktion der Vias, die überschüssigen
Leitkleber und Lot absaugen sollen. Abbildung 132 zeigt ein solches Schliffbild durch ein Via.
Abbildung 125: Schliffbild der Vias.
132
3.6.4.1 Leiterbahnlayout auf MID-Demonstrator für die Daisy-Chain
Für die Zuverlässigkeitsuntersuchungen an der DaisyChain wurde ein Laserlayout für den PackagingDemonstrator erarbeitet. Dieses Layout kontaktiert die Leiterplatten über Pads an ihren Rändern und
verbindet die Leiterplatten elektrisch untereinander.
Im Layout wurde vorgesehen, dass grundsätzlich verschiedene Aufbautechniken zum Einsatz
kommen können. So ist eine Kontaktierung der Leiterplatten von unten mittels Leitkleben oder Löten
möglich. Darüber hinaus können die Leiterplatten aber auch von oben beispielsweise mittels
Drahtbonden kontaktiert werden. Eine Kontaktierung über Pressstifte wäre ebenfalls denkbar.
Abbildung 133 zeigt das Leiterbahnlayout auf dem MID-Demonstrator.
Die Widerstandsmessung kann von außen erfolgen, selbst wenn ein Deckel auf den Demonstrator
aufgebracht wird. Dazu wurden die Leiterstränge der Verbindungsstellen der DaisyChain auf dem MID
über den Rand des Demonstrators herausgeführt. An ihren Enden befinden sich Pads, auf die
wiederum Kabel einer automatisierten Messeinrichtung angelötet werden können, so dass die
komplette Widerstandsmessung auch am mit Deckel versehenen Demonstrator vorgenommen
werden kann.
Abbildung 126: Kontaktierungsstellen zum MID.
133
3.6.5
Erste Packaging-Demonstratoren
Erste Packaging-Demonstratoren wurden in Polyamid 6/6T (BASF Ultramid 4381 LDS) abgeformt, mit
dem zuvor ausgearbeiteten Layout-Entwurf im LPFK-LDS-Prozess laserdirektstrukturiert und
anschließend außenstromlos chemisch mit dem Metallschichtstapel Kupfer/Nickel/Gold beschichtet.
Die Abbildung 134 zeigt eine Füllstudie des Bauteiles und das fertig prozessierte DemonstratorPackage.
Abbildung 127: MID-Teil für den Packaging-Demonstrator.
Nach der Realisierung der ersten Muster zeigte sich, dass aufgrund der Größe und Höhe des Bauteils
die zulässigen Belichtungsvorgaben bei der Laserdirektstrukturierung zum Teil überschritten wurden.
Die nach außen geführten Stränge an den beiden kurzen Bauteilseiten konnten bei der chemischen
Metallbeschichtung nicht zuverlässig metallisiert werden und waren deshalb teilweise unterbrochen.
Daher wurde das Layout bezüglich dieser kritischen Stellen überarbeitet, die Leitungen für die
Messung an die Längsseiten verlegt, sowie eine andere Bearbeitungsstrategie beim Laserprozess
angewendet. Dieses neue Layout wurde zudem in mehreren Aufspannungen strukturiert, um die
zuverlässige Belichtung der gesamten Leiterbahnzüge zu gewährleisten.
Abbildung 128: Überarbeitetes Laserlayout in verschiedenen Prozessstadien des LPKF-LDSProzess.
Abbildung 135 zeigt von links nach rechts die verschiedenen Prozessstadien des Demonstrators in
der Herstellung im LPKF-LDS-Prozess von spritzgegossen, über laserstrukturiert, mit Kupfer
beschichtet und mit der Cu/Ni/Au-Schicht versehen.
3.6.6
Aufbauvarianten
Da das Funkmodul bereits als Leiterplattenaufbau ausgeführt ist, für die Verwendung im Demonstrator
erneut auf eine Leiterplatte gelötet werden muss und es darüber hinaus noch auf der Unterseite dieser
doppelseitig bestückten Leiterplatte platziert ist, schied ein Reflow-Lötprozess für die Aufbau- und
Verbindungstechnik des Demonstratorsystems aus. Die Gefahr, dass das Bauteile abfallen könnten
oder sich durch das wiederholte Aufschmelzen des Lotes schadhafte Kontakte ergeben könnten, wäre
zu groß.
Grundsätzlich denkbar wäre ein selektiver Lötprozess, bei dem jede Lötstelle einzeln umgeschmolzen
wird. Dieser wurde jedoch aufgrund seiner schlechten Wirtschaftlichkeit durch hohe Prozesszeiten
zunächst zurückgestellt.
Das Bonden zur elektrischen Kontaktierung von Leiterplatte zu MID ist grundsätzlich möglich,
aufgrund der großen und tiefen Bauteilabmessungen jedoch sehr aufwändig und nur mit speziellen
Deep Access Bondanlagen zu bewerkstelligen. Darüber hinaus stellt das Bonden hohe Anforderungen
an die Oberflächenbeschaffenheit der auf dem MID-Bauteil befindlichen Leiterbahnen, welche auf PA6
nur unter bestimmten Prozessbedingungen gegeben und mit zusätzlichen Prozessschritten für die
Bauteilvorbereitung verbunden sind.
Daher wurde das Leitkleben als am Besten geeignete Variante der Aufbau- und Verbindungstechnik
favorisiert.
3.6.6.1 Aufbau 1 – PA6/6T Serieller Leiterplattenaufbau
Ein erster Aufbau mit 10 Bauteilen wurde realisiert, bei dem die Leiterplatten seriell in den PackageDemonstrator eingebracht wurden. Nachstehend ist der Prozessablauf aufgelistet:
•
Leitkleben der Drucksensorplatine
•
Ausheizen des Leitklebers der Drucksensorplatine
•
Underfilling der Drucksensorplatine
•
Ausheizen des Underfillers der Drucksensorplatine
•
Leitkleben Controllerplatine
•
Ausheizen des Leitklebers der Controllerplatine
•
Underfilling Controllerplatine
•
Ausheizen des Underfillers der Controllerplatine
•
Leitkleben Funkmodulplatine
•
Ausheizen des Leitklebers der Funkmodulplatine
•
Underfilling Funkmodulplatine
•
Ausheizen des Underfillers der Funkmodulplatine
Die serielle Bestückung zeigt die Abbildung 136 in einer Bildersequenz. Der Leitkleber wurde partiell
um die Kontakte eingebracht.
135
Abbildung 129: Serieller Leiterplattenaufbau.
Dieser serielle Aufbau stellte sich als unzuverlässig heraus, da die Drucksensorplatine nach dem
Aufbau bereits 6 Temperaturzyklen ausgesetzt war und das Ausheizen des Leitklebers ohne
Underfiller stattfand. Der Leitkleber, ein mit Silberpartikeln hochgefüllter Klebstoff, kann selber keine
großen mechanischen Kräfte aufnehmen. Diese Aufgabe übernimmt der Underfiller. Nach dem
kompletten Aufbau der 10 Bauteile zeigten sich bereits acht Ausfälle an der DaisyChain.
Um dem entgegen zu wirken, mussten der Aufbau aller drei Leiterplatten parallel und das Ausheizen
des Leitklebers sowie des Underfillers in einem Prozessschritt erfolgen.
Weiterhin erwiesen sich die vier Eckstifte für die alternative Befestigung als hinderlich. Die
Leiterplatten lagen dadurch überbestimmt im Bauteil und verklemmten nach einem Temperaturzyklus
beim Ausheizen.
Abhilfe sollte hier das Entfernen von mindestens drei Stiften bzw. das Abschleifen der
Leiterplattenecken schaffen. Eine Temperung der Bauteile vor dem Aufbau wurde ebenfalls in
weiteren Varianten angedacht.
3.6.6.2 Aufbau 2 – PA6/6T Paralleler Leiterplattenaufbau Variante 1
In weiteren Schritten wurde deshalb der parallele Aufbau des Demonstrators untersucht. In einer
ersten Variante wurden drei der vier Eckstifte entfernt und die Verklebung mit Underfiller erfolgte
wieder nur an den Kontaktstellen. Der Prozessablauf wurde wie nachstehend aufgelistet durchgeführt:
•
•
Underfilling Drucksensorplatine
•
136
•
•
•
•
Ausheizen bei 85°C
Nach dem kompletten Aufbau von 5 Bauteilen zeigte lediglich ein Bauteil einen Ausfall eines
Widerstands auf der Drucksensorplatine. Dieser Ausfall konnte jedoch auf einen Prozessfehler
zurückgeführt werden.
Diese Aufbauvariante wurde anschließend für 4 h bei 150°C temperaturgelagert und erneut
vermessen. An einem weiteren Bauteil konnte der Ausfall eines weiteren Widerstands an der
Funkmodulplatine verzeichnet werden.
Nach einer erneuten Temperaturlagerung für 3 h bei -40°C konnte kein weiterer Ausfall festgestellt
werden.
Bei dieser Variante wurden drei der vier Eckstifte entfernt und die Verklebung mit Underfiller erfolgte
rundum die gesamten Platinen. Zudem wurden die PA6-Teile vor dem Aufbau bei 85°C getempert.
Bei dieser Variante wurden drei der vier Eckstifte entfernt und die Verklebung mit Underfiller erfolgte
rundum die gesamten Platinen. Zudem wurden die PA6-Teile vor dem Aufbau bei 85°C getempert.
•
Temperung der Bauteile 2 h @ 85°C
•
•
•
•
•
•
•
Ausheizen bei 85°C
Nach dem kompletten Aufbau von 5 Bauteilen wurden Ausfälle an allen Bauteilen im Bereich der
Funkmodulplatine festgestellt. Nach einer Temperaturlagerung von 4 h bei 150°C konnten zusätzliche
Ausfälle auf allen Leiterplatten verzeichnet werden und nach einer weiteren Lagerung für 3 h bei
-40°C kamen weitere hinzu.
In dieser Variante wurden drei der vier Eckstifte entfernt, die Bohrung am verbliebenen vierten Stift auf
der Leiterplatte vergrößert und die Verklebung mit Underfiller erfolgte nur im Bereich der Kontakte.
•
•
•
•
137
•
•
•
Ausheizen bei 85°C
Nach dem Aufbau von 5 Bauteilen konnten an einem Bauteil mehrere Ausfälle im Bereich der
Funkmodulplatine ermittelt werden. Auch diese Bauteile wurden einer Temperaturlagerung für 4 h bei
150°C unterzogen, nach der an einem weiteren Bauteil ein Ausfall im Bereich der Drucksensorplatine
verzeichnet werden konnte. Nach einer Lagerung für 3 h bei -40°C kam ein weiteres Bauteil mit einem
Ausfall im Bereich der Drucksensorplatine hinzu.
3.6.6.5 Schlussfolgerungen aus den ersten Aufbauten
Nach den Messungen konnten mehrere Schlussfolgerungen gezogen werden. Das spritzgegossene
Bauteil aus PA6/6T wurde bei einer Werkzeugtemperatur von 80 – 85°C abgeformt. Nach der
Beschichtung der laserstrukturierten Bereiche mit Kupfer/Nickel/Gold wird das Bauteil bei 85°C
getrocknet und erfährt dabei bereits eine Nachschwindung. Beim Ausheizen von Leiterkleber und
Underfiller bei 85°C erfährt das Bauteil eine weitere Nachschwindung. Aufgrund der vergleichsweise
niedrigen Abformtemperatur beim Spritzguss ist das Bauteil noch nicht vollständig auskristallisiert,
sodass hier während der Temperaturlagerung bei 150°C sowohl eine Nachkristallisation sowie eine
damit verbundene Schwindung stattfinden.
Die Nachschwindung des Bauteils führt geometriebedingt weiterhin dazu, dass die Leiterplatte von der
Klebestelle abgehoben wird bzw. beim Aufbau nicht wie vorgesehen auf den Kontakten zum Liegen
kommt. Weiterhin führt die Schwindung zu Verspannungen im Bauteil. Daher wurde eine Messung der
durch Temperung hervorgerufenen Nachschwindung an den Spritzlingen aus PA6/6T durchgeführt.
3.6.6.6 Messung der Nachschwindung des Bauteils
Die Messung der Nachschwindung des Bauteils aus PA6/6T wurde auf einer Koordinatenmessmaschine durchgeführt.
Abbildung 130: Messung der Formtoleranz (links) und der Bauteilmaße (rechts).
138
In der Abbildung 137 sind links exemplarisch einige Messpunkte zur Bestimmung der Formtoleranz für
die oberen und unteren Auflageflächen der Leiterplatten und rechts die vermessenen Abstandsmaße
dargestellt.
Zunächst wurden 10 Bauteile nach dem Abformen an verschiedenen Punkten vermessen, um daraus
die Formtoleranz der Auflagefläche der Leiterplatten und die Bauteilmaße selbst nach dem Spritzguss
zu ermitteln. Anschließend wurden 5 Bauteile 3 h bei 85°C und weitere 5 Bauteile 3 h bei 150°C
getempert und erneut vermessen, um die Nachschwindung quantitativ zu erfassen. Danach wurden
alle Bauteile 10 Zyklen einer wechselnden Feuchte-Wärme-Lagerung unterzogen, um die reversible
Schwindung zu bestimmen.
Es lässt sich die Abweichung der Formtoleranz von einer sogenannten „Best Fit“-Ebene erkennen.
Blau dargestellt sind die Formtoleranzen für die bei 85°C gelagerten Bauteile, rot entsprechend für die
bei 150°C gelagerten.
0,005mm/div
0,005mm/div
Abbildung 131: Formtoleranz oben (links) und Formtoleranz unten (rechts).
Es wird ersichtlich, dass die Formtoleranz einen Wert von 40 µm nicht überschreitet. Dies sollte durch
den Leitkleber im Prozess problemlos ausgeglichen werden können und ist damit im gut tolerierbaren
Bereich. Die Formtoleranz ändert sich durch die Temperaturlagerung und die anschließende Feuchtelagerung marginal und kann somit als unkritisch betrachtet werden.
Die Änderung der Abstandsmaße sind in Abbildung 139 bzw. Abbildung 140 dargestellt und fallen
dagegen deutlich stärker ins Gewicht. Es konnten nach der Wärmelagerung Änderungen der Maße
von mehreren zehntel Millimetern festgestellt werden, was die Vermutung der Nachkristallisation und
der daraus resultierenden Verspannung der Leiterplatte im Package bestätigt.
Diese gemessene Nachschwindung ist nahezu irreversibel, was durch die Feuchtelagerung bewiesen
wurde und die Vermutung der Nachkristallisation des Bauteiles bestätigt. Daher müssen die Bauteile
vor dem Bestücken der Leiterplatten bei der maximalen Einsatztemperatur getempert, die Schwindung
berücksichtigt und die Maße der Leiterplatten neu festgelegt werden.
139
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Abbildung 132: Bauteilmaße oben: lange Seite (links) und kurze Seite (rechts).
0,05mm/div
0,05mm/div
Abbildung 133: Bauteilmaße unten: lange Seite (links) und kurze Seite (rechts).
3.6.6.7 Aufbau 3 – PA6/6T Paralleler Leiterplattenaufbau
Auf Basis der neuen Erkenntnisse wurden 20 neue Demonstratoren mit verkleinerten
Leiterplattenabmaßen aufgebaut, um der Nachschwindung durch Temperung Sorge zu tragen.
Zudem wurden die Demonstratoren vor dem Aufbau einer Temperung bei 150°C unterzogen.
Nachstehend ist der Prozessablaufplan aufgelistet:
•
•
•
•
•
•
•
•
Ausheizen bei 85°C
140
Nach dem Aufbau der Demonstratoren konnte bei einem Bauteil ein Totalausfall aufgrund eines
Prozessfehlers festgestellt werden. Bei einem weiteren Bauteil wurden leicht erhöhte Widerstände
gemessen und bei einem dritten Bauteil gab es mehrere Ausfällen im Bereich der Drucksensorplatine.
Diese Charge wurde bei den Umwelttests in zwei Gruppen geteilt. Die erste Gruppe wurde erst einer
Lagerung von 3 h bei -40°C und danach weitere 3 h bei 150°C ausgesetzt und nach jeder Lagerung
vermessen, die andere Gruppe wurde erst bei 150°C und danach bei -40°C gelagert.
Hier konnte festgestellt werden, dass alle Bauteile der ersten Gruppe die Lagerung bei -40°C ohne
Ausfälle überstanden und nach der 150°C Lagerung 6 von 8 Bauteilen Ausfälle auf allen
Leiterplattenebenen aufwiesen. Die zweite Gruppe zeigte dagegen bereits nach der Lagerung bei
150°C an 9 von 9 Bauteilen Ausfälle auf allen Leiterplatten.
Dass die Bauteile die negativen Temperaturen mit weniger Schädigung überstehen, bei höheren
Temperaturen als ihre Aufbautemperatur jedoch ausfallen deutete darauf hin, dass das Ausheizen der
Klebstoffe bei höheren Temperaturen stattfinden muss, um den spannungsfreien Zustand hin zu
höheren Temperaturen zu verschieben.
Daher wurde ein erneuter Aufbau von Demonstratoren durchgeführt.
In dieser Aufbauvariante wurde das Ausheizen des Leitklebers und des Underfillers bei erhöhter
Ausheiztemperatur von 130°C durchgeführt, um den spannungsfreien Zustand zu höheren
Temperaturen hin zu verschieben.
•
•
•
•
•
•
•
•
Ausheizen 10 min bei 130°C
Die 5 Bauteile zeigten keine Ausfälle nach dem Aufbau. Sie wurden anschließen 3 h bei 150°C
gelagert, nachdem sie ebenfalls keine Ausfälle zeigten. Nach einer weiteren Lagerung für 3 h bei
-40°C konnte ein Kurzschluss bei einem Bauteil festgestellt werden.
Anschließend wurden die Demonstratoren in den Temperaturwechseltest von -40 bis 150°C gegeben.
Dabei zeigten sich nach 572 Zyklen noch keine weiteren Ausfälle.
In dieser Aufbauvariante wurde das Ausheizen des Leitklebers und des Underfillers bei erhöhter
Ausheiztemperatur von 110°C durchgeführt, um den spannungsfreien Zustand zu höheren
Temperaturen hin zu verschieben.
•
141
•
•
•
•
•
•
•
Nach dem Aufbau von 5 Bauteilen konnte kein Ausfall festgestellt werden. Es erfolgte eine Lagerung
für 3 h bei 150°C, nachdem ebenfalls kein Ausfall gemessen werden konnte. Auch nach einer
Lagerung für 3 h bei -40°C war kein Ausfall zu verzeichnen.
Nachfolgend sind die Ergebnisse aufgelistet:
Nachfolgend sind die Ergebnisse aufgelistet:
•
72 Zyklen Æ 1 Ausfall an einem Bauteil auf Drucksensorplatine
•
134 Zyklen Æ 2 Ausfälle an einem Bauteil auf Funkmodulplatine, 1 Ausfall an einem Bauteil
auf Controllerplatine
•
320 Zyklen Æ kein weiterer Ausfall
•
572 Zyklen Æ ein Ausfall an einem weiteren Bauteil an Funkmodulplatine
3.6.6.10
Aufbau 4 – PA6/6T Quasi-serieller Leiterplattenaufbau Variante 3
In dieser Aufbauvariante wurde das Ausheizen des Leitklebers und des Underfillers bei 130°C
durchgeführt, um den spannungsfreien Zustand zu höheren Temperaturen zu verschieben. Durch
einen quasi-seriellen Aufbau sollte untersucht werden, ob die thermische Belastung durch einen
seriellen Aufbau mit den kleineren Leiterplatten entscheidend ist. Folgende Prozessfolge wurde
durchgeführt:
•
•
•
•
Underfilling Drucksensorplatine, Leitkleben Controllerplatine
•
•
Underfilling Controllerplatine, Leitkleben Funkmodulplatine
•
•
•
Nach dem Aufbau von 5 Bauteilen ergab sich kein Ausfall. Auch nach einer Temperaturlagerung für
3 h bei 150°C und einer weiteren für 3 h bei -40°C konnte kein Ausfall festgestellt werden.
Nachfolgend sind die Ergebnisse ausgelistet:
142
•
320 Zyklen Æ ein Ausfall an einem Bauteil, Ursache unklar
•
572 Zyklen Æ kein weiterer Ausfall
Der Aufbau 4 mit seinen 3 Varianten zeigt, dass mit kleineren Leiterplatten und erhöhten
Ausheiztemperaturen der Klebstoffe ein vergleichsweise stabiler Aufbau von Demonstratoren aus
Polyamid möglich sein kann. Die Ursache ist in der Glasübergangstemperatur des Underfillers zu
suchen, die mit TG = 130°C angegeben ist. Dies deutet darauf hin, dass die Leiterplatten bei höheren
Temperaturen im Underfiller schwimmen können und nicht starr mit dem MID verbunden sind, sodass
sich Spannungen besser abbauen.
Um den Nachweis zu erbringen, dass das Ausheizen bei höheren Temperaturen tatsächlich für
geringere Scherspannungen in der Klebeverbindung sorgt, wurden weitere Muster, auch aus dem
Werkstoff Ticona LCP Vectra E840i LDS, aufgebaut.
3.6.6.11
Aufbau 5 – LCP Paralleler Leiterplattenaufbau
Es wurden 15 Mustern aufgebaut und die Klebstoffe 3 h bei 85°C ausgehärtet.
Nach dem Aufbau waren 4 von 15 Bauteilen defekt, wovon bei einem ein Totalausfall verzeichnet
werden konnte. Nach einer 15 min Lagerung bei -40°C wies eines von fünfzehn Mustern Defekte auf,
die Restlichen hatten sich erholt. Nach einer weiteren 15 min Lagerung bei +150°C konnten an 3 von
15 Bauteilen Defekte festgestellt werden.
Den Temperaturwechseltest von -40 bis 150°C mit 44 Zyklen überstand keiner der Sensoren ohne
Beschädigung.
3.6.6.12
Es wurden 15 Muster aufgebaut und die Klebstoffe 10 min. bei 130°C ausgehärtet.
Eine Messung nach dem Aufbau der Muster zeigte keinerlei Defekte an den Bauteilen. Auch nach der
15 min Temperaturlagerung bei -40°C konnten keine Defekte festgestellt werden. Eine weitere
Temperaturlagerung 15 min bei 150°C zeigte ebenfalls keinerlei Defekte an den Bauteilen. Daher
wurden die Muster in den Temperaturwechseltest von -40 bis 150°C gegeben. Eine Messung nach 44
Zyklen zeigte zwei Bauteile mit Defekten. Nach weiteren 206 Zyklen wurden erneut gemessen und 15
von 15 Bauteilen wiesen Defekte in Form von erhöhten Kontaktwiderständen auf, die auf defekte MIDLeiterbahnen hinwiesen oder auch Kurzschlüsse.
3.6.6.13
Aufbau 7 – PA6/6T Paralleler Leiterplattenaufbau
Es wurden 15 Mustern aufgebaut und die Klebstoffe 10min bei 130°C ausgehärtet.
Nach dem Aufbau wies lediglich eines von 15 Bauteilen einen Kurzschluss auf. Die
Temperaturlagerung 15 min bei -40°C zeigte ein Bauteil mit weiteren Defekten, die anschließende
Lagerung 15 min bei 150°C jedoch kein weiteres Ausfallbauteil.
Die 44 Zyklen Temperaturwechseltest von -40 bis 150°C wies zum Teil erholte Bauteile, zum Teil
Ausfälle (3/14) auf. Das Bauteil mit Kurzschluss zeigte keine Änderung. Nach weiteren 206 Zyklen
hatten 7 von 14 Bauteilen Defekte, nach weiteren 250 Zyklen 11 von 14. 3 Bauteile überstanden die
500 Zyklen TST ohne messbare Veränderung an der DaisyChain.
143
3.6.6.14
Es wurden 21 Mustern aufgebaut und die Klebstoffe 10min bei 130°C ausgehärtet.
Nach dem Aufbau konnten Defekte an 5 von 21 Bauteilen festgestellt werden, nach der
Temperaturlagerung bei -40°C waren 4 von 21 Bauteilen defekt, was wiederum zeigte, dass sich die
Kontaktstellen zum Teil erholten. Eine Temperaturlagerung bei 150°C zeigte keine wesentliche
Veränderung an den Bauteilen. Beim Temperaturwechseltest von -40 bis 150°C mit 225 Zyklen
zeigten alle Bauteile Änderungen der äquivalenten Widerstände und damit Bauteilausfälle.
3.6.6.15
Aufbau 9 – LCP Serieller Leiterplattenaufbau
In dieser Aufbauvariante wurden je 7 Mustern mit unterschiedlichen Klebern realisiert. Dazu kam als
Leitkleber zum Einen der bisher verwendete EpoTek H20 Frozen (Variante1) und zum Anderen der
CE3103WLV (Variante 2) zum Einsatz. Die Bauteile wurden nach jedem Prozessschritt für 10 min bei
130°C ausgeheizt.
Dabei zeigte sich, dass nach dem Aufbau und nach 53 Zyklen Temperaturwechseltest von -40 bis
150°C von Variante 1 alle 7 Bauteile in Ordnung waren. Nach weiteren 250 Zyklen konnte ein
Kurzschluss an einem Bauteil identifiziert werden. Nach insgesamt 803 Zyklen kamen weitere
Kurzschlüsse an einem Bauteil hinzu und nach insgesamt 1000 Zyklen konnte ein weiteres Bauteil mit
veränderten Übergangswiderständen und ein Bauteil mit Kurzschlüssen gefunden werden.
Die Variante 2 wies bereits nach dem Aufbau 2 defekte Bauteile auf. Nach 803 Zyklen
Temperaturwechseltest von -40 bis 150°C kam ein Bauteil mit Kurzschlüssen und nach 1000 Zyklen
TST ein weiteres Bauteil mit einem Ausfall hinzu.
3.6.6.16
Aufbau 10 – LCP und PA6/6T serieller Leiterplattenaufbau
Da das Layout für den IEKU-MID-Demonstrator noch einmal überarbeitet werden musste, standen
ausreichend Bauteile für einen Aufbau mit dem finalen Layout zur Verfügung. Hierbei sind die
einzelnen Leitungen nur von der untersten Leiterplatte über die mittlere auf die oberste Leiterplatte
geführt und die Stränge nicht zusätzlich untereinander verbunden. Demzufolge ergibt sich im besten
Fall der oben angeführte äquivalente Widerstand von 30,98 kΩ pro Strang.
In dieser Variante wurde der Leitkleber für 2h bei 90°C und der Underfiller für 10min bei 130°C
ausgeheizt. Die Ergebnisse nach Temperaturwechseltest von -40 bis 150°C sind nachfolgend
aufgelistet:
LCP nach Aufbau:
0 von 5 defekt
250 Zyklen TST:
500 Zyklen TST:
750 Zyklen TST:
1 von 5 mit einem Defekt
2 von 5 mit Defekten
4 von 5 defekt
PA6/6T nach Aufbau: 0 von 10 defekt
250 Zyklen TST:
500 Zyklen TST:
750 Zyklen TST:
1000 Zyklen TST:
144
0 von 10 defekt
1 von 10 mit Defekten
1 von 10 defekt
1 von 10 defekt
3.6.6.17
Simulationen zur thermomechanischen Belastung
Zeitgleich zum Aufbau der Demonstratoren wurden thermomechanische FEM-Simulationen
durchgeführt, um die Ergebnisse der beobachteten Ausfälle simulatorisch nachvollziehen und die
entsprechenden Änderungen einleiten zu können.
In einem ersten einfachen Modell wurde eine direkte Kontaktierung der Leiterplatten mit dem
Package-Demonstrator an den Kontaktstellen realisiert. Die Geometriedaten des Modells entsprechen
den CAD-Daten, also dem Zustand bei Raumtemperatur. Dieser Zustand wurde als spannungsfrei bei
85°C angenommen, da das Ausheizen der Klebestellen zunächst bei 85°C erfolgt. Anschließend
wurden die auftretenden Spannungen bei einer Temperatur von -40°C und 150°C ermittelt. Abbildung
141 zeigt die Spannungen an den Klebestellen bei -40 und 150°C und PA 6 als Werkstoff.
Abbildung 134: Spannungen im Polyamid bei -40°C (links) und 150°C (rechts).
Das Modell erwies sich als nicht der Realität entsprechend, da die Spannungen gegenüber den
Messergebnissen bei niedrigen Temperaturen (-40°C) größer ausfielen als bei hohen Temperaturen
(150°C), Messungen jedoch Ausfälle bei hohen Temperaturen zeigten. Insgesamt waren die
Spannungswerte in der Simulation deutlich zu hoch.
Als alternatives Substratmaterial für das Gehäuse wurde auch mit dem Werkstoff LCP-Vectra E840iLDS simuliert, was durch einen besser an die Leiterplatten angepassten Ausdehnungskoeffizienten
deutlich kleinere Spannungswerte lieferte als bei PA6 als Gehäusematerial.
In einem zweiten Schritt wurde das Modell verbessert. Dabei wurden Underfiller und Leitkleber mit im
Modell berücksichtigt und das System wiederum bei 85°C als spannungsfrei angenommen.
145
Abbildung 135: Spannungen bei 150°C für Polyamid (links) und LCP (rechts).
In Abbildung 142 und Abbildung 143 ist zu erkennen, dass bei negativen Temperaturen die
Spannungen geringer ausfallen als bei hohen Temperaturen. Dies entspricht dem Verhalten aus den
Messungen, jedoch zeigten sich die errechneten Spannungswerte als eher zu groß. An der
Controllerplatine zeigten sich dabei die höchsten Spannungswerte.
Abbildung 136: Spannungen bei -40°C für Polyamid (links) und LCP (rechts).
Qualitativ deutlich geringere Spannungswerte
Gehäusewerkstoff LCP identifiziert werden.
konnten
auch
hier
für
den
alternativen
Um das Modell der Realität weiter anzugleichen ist es notwendig, den vollständigen Fügeprozess in
der Simulation abzubilden und nicht nur den spannungsfreien Zustand zu fixieren. Das heißt, dass
Modell muss als „nicht gefügt“ bei Raumtemperatur angenommen werden, auf Ausheiztemperatur des
Klebstoffes (85°C) erwärmt und dann als spannungsfrei mit den ausgedehnten Körpern angenommen
und gefügt werden. Zusätzlich sind dafür die derzeit nicht vorliegenden temperaturabhängigen
Materialparameter des Underfillers zu berücksichtigen.
Voruntersuchungen an sehr vereinfachten Modellen (Abbildung 144 und Abbildung 145) zeigten, dass
mit einer solchen Modellnachbildung insgesamt geringere Spannungen zu erwarten sind. Aufgrund
146
der enormen Komplexität des Gesamtmodells konnte jedoch im Rahmen des Vorhabens keine
Simulation des Gesamtmodells durchgeführt werden.
Abbildung 137: Vergleich der normierten Scherspannung bei -40°C von PA und LCP (qualitativ)
Abbildung 138: Vergleich der normierten Scherspannung bei +150°C von PA und LCP
(qualitativ)
147
3.6.6.18
Zusammenfassung zur Aufbau- und Verbindungstechnik
Mit den durchgeführten Untersuchungen und dem Aufbau zahlreicher MID-Packaging Demonstatoren
(vgl. Abbildung 146) konnte gezeigt werden, dass das Leitkleben zur elektrischen Kontaktierung von
Leiterplatten in ein MID-Package für den Einsatztemperaturbereich von -40 bis +150°C grundsätzlich
denkbar ist. Im Hinblick auf die Zuverlässigkeit bei den Umgebungsbedingungen von -40 bis 150°C ist
das vorgeschlagene MID-Package jedoch als sehr grenzwertig einzustufen. LCP empfiehlt sich
aufgrund seiner geringeren thermischen Ausdehnungskoeffizienten für eine solche Anwendung
grundsätzlich eher als Polyamid.
Abbildung 139: Aufbau zahlreicher DaisyChains für die Temperaturwechselbelastung.
Der extreme Einsatztemperaturbereich, der durch den Einsatz der Baugruppe im Motorraum mit
einem Bereich von -40°C bis 150°C spezifiziert ist, führt wegen der unterschiedlichen
Ausdehnungskoeffizienten von MID und Leiterplatte zu enorm hohen Scherspannungen in der
Klebeverbindung.
Besonderes Augenmerk muss daher auf den mechanischen Entwurf der elektrischen Verbindung und
die Auswahl der MID- bzw. Leiterplattenmaterialien gelegt werden. Eine Anordnung elektrischer
Verbindungen rundum die Leiterplatte – wie dies in dem umgesetzten Package aus Abbildung 147 der
Fall war - ist durch die vielen beobachteten Ausfälle als eher nicht geeignet einzustufen. Im
vorliegenden Aufbau ließ sich die Kontaktzahl aufgrund der notwendigen Leitungsanzahl jedoch nicht
verkleinern – zudem war bedingt durch die frühe Festlegung der Platzierung der Kontaktstellen auf
den Leiterplatten eine spätere Platzierungsänderung nicht mehr möglich.
Eine optimierte Ausheiztemperatur zusammen mit angepassten Leiterplattengeometrien und
zusätzlichen Ausheizschritten des MID-Bauteils nach dem Prozessieren, führte zu einer deutlich
gesteigerten Zuverlässigkeit der elektrisch leitfähigen Klebeverbindung und damit zu einem stabileren
elektrischen Kontakt zwischen MID und Leiterplatte im geforderten Einsatztemperaturbereich.
Bei milderen Einsatzbedingungen mit Maximaltemperaturen von z.B. 125°C oder nur 85°C sollte die
Zuverlässigkeit der Verbindung mehr als ausreichend sein. Auch eine noch weiter ausgedehnte
Untersuchung zu Leitkleber- und Underfiller-Kombinationen könnte zu einer verbesserten
Zuverlässigkeit führen.
Abbildung 140: Einseitig geöffneter MID-Demonstrator mit DaisyChain
3.6.7
Systemdemonstratoren als MID-Trichter (erste Aufbauvariante)
Im Rahmen der Arbeiten zum Entwurf und zur Fertigung des Systemdemonstrators erfolgte eine
intensive Abstimmung mit den Projektpartnern zur Geometrie der Demonstratorleiterplatten. Die
Festlegung von Sperrflächen sowie der Anschlusspunkte und die Partitionierung der Demonstratorschaltung erfolgten in enger Abstimmung mit den Projektpartnern. Bei der Partitionierung der
Schaltung mussten der zur Verfügung stehende knappe Bauraum optimal genutzt sowie die
Leitungsanzahl zwischen den Modulen minimiert werden. Andererseits mussten für Inbetriebnahme
und Test des Moduls flächenintensive Schaltungskomponenten, wie JTAG-Stecker oder
Inbetriebnahme-Drucksensor, zur Verfügung stehen. Die endgültige Partitionierung und die dafür
vorgesehenen Platinenflächen können der folgenden Tabelle entnommen werden.
Tabelle 36: Erster Systemdemonstrator: Aufteilung und Größe
Platine
Funktion
Größe
Sensor
Drucksensor
Instrumentationsverstärker
24.9mm x 16.8mm
Controller
Stromversorgung
Mikrocontroller
Schalter
30.2mm x 22.1 mm
Funk
NanoNet-Modul
Antenne
35.8mm x 27.6 mm
Inbetriebnahme
Drucksensor
JTAG
RS232
Steckverbinder
149
Abbildung 141: Systemdemonstrator (MID-Trichter)
3.6.7.1 Aufbau der IEKU-MID-Demonstratoren
Nach der Optimierung des Leitklebeprozesses der Aufbau- und Verbindungstechnik und Fertigstellung
der anderen Systemkomponenten wurden die finalen Demonstratoren aufgebaut.
Dazu wurden von allen Projektpartnern die entsprechenden Baugruppen auf Leiterplatte sowie der
Energiewandlerbaustein in einem separaten Gehäuse geliefert. Seitens des HSG-IMAT wurden die
MID-Bauteile für das Systemgehäuse prozessiert. Hierbei wurde die Reinigung der Bauteile nach der
Laserdirektstrukturierung mittels CO2-Schneestrahlreinigung optimiert, um an den strukturierten
Bauteilen auch letzte Verunreinigungen zu entfernen und die Wahrscheinlichkeit von Kurzschlüssen
durch Fremdabscheidung bei der chemischen Metallbeschichtung zu minimieren.
Aufgrund des Prototypencharakters aller Baugruppen stellten sich neue Herausforderungen beim
Aufbau des Gesamtsystems. So musste zusätzlich eine elektrische Verbindung zwischen MIDPackage und separat aufgebautem µGenerator über Kabelleitungen geschaffen werden. Dazu wurde
eine zusätzliche Bohrung im Boden des MID-Bauteils eingebracht und die Leiterzüge der
Spannungsversorgung im MID bis auf den Grund des Bauteils heruntergezogen.
Weiterhin zählten zu den Herausforderungen auch die in die Drucksensorleiterplatte nicht vollständig
lotrecht eingeklebten Glasröhrchen, wie man exemplarisch in Abbildung 149 erkennen kann.
150
Abbildung 142: Drucksensorleiterplatte mit nicht lotrecht eingeklebtem Glasröhrchen.
Das stark schief stehende Röhrchen hat zur Folge, dass die Leiterplatte nicht wie geplant auf dem
MID zum Liegen kommt. Die einzige Möglichkeit diese Problematik zu beseitigen bestand darin, die
Durchgangsbohrung im MID zu vergrößern und stark anzusenken (siehe Abbildung 150 links) und die
Leiterplatte händisch in das Package einzulöten. Dieser serielle Lötprozess wurde bereits in Kapitel
3.6.6 erwähnt. Dabei wird auf dem MID Lot in Form von Lotpaste appliziert und die Vias der
Kontaktpads auf der Leiterplatte ebenfalls mit Lotpaste verfüllt. Anschließend wird die Leiterplatte
eingesetzt und manuell, Kontakt für Kontakt mit einem Lötkolben verlötet. Danach wird die Leiterplatte
in den Ecken mit einem Klebstoff zusätzlich mechanisch stabilisiert.
Abbildung 143: Senkung für die Drucksensorleiterplatte und Einbringen einer Bohrung für die
elektrische Verbindung zwischen MID-Demonstrator und µGenerator über Leitungen.
Als nächstes wurden die mechanische und die elektrische Verbindung zwischen Mikrogenerator und
MID-Demonstrator hergestellt. Hierzu wurden die Kabelleitungen der Spannungsversorgung zwischen
MID-Demonstrator und Mikrogenerator miteinander verbunden und anschließend der MIDDemonstrator in das Mikrogenerator-Package eingeklebt.
Das Mikrogenerator-Package ist in Abbildung 151 dargestellt und besteht aus dem Fluidelement mit
der Medienanbindung für den Drucksensor. Es gehäust zugleich den Mikrogenerator selbst und
beherbergt zusätzlich noch einen Energiespeicher in Form eines Elektrolytkondensators. Der
151
Mikrogenerator war nur mit dem seriellen Hand-Lötprozess zu verarbeiten, da der Wärmeeintrag beim
Ausheizen des Leitklebers die aufgebauten Mikrogeneratoren beschädigt hätte. Für den
Demonstratoraufbau wurden Neodymmagnete mit geringer Curie-Temperatur (ca. 85°C) verwendet,
die ihre magnetischen Eigenschaften beim Ausheizen bei 130°C verloren hätten. Prinzipiell stellt der
Ausheizprozess jedoch kein Problem dar, wenn Neodymmagnete mit höherer Curie-Temperatur
verwendet würden.
Abbildung 144: MID-Demonstrator und µGenerator-Package werden miteinander verbunden.
Die Abbildung 152 zeigt die in das MID-Package bestückte Drucksensorleiterplatte. Die
Drucksensorleiterplatte verfügt im Musteraufbau zusätzlich über einen nachträglich aufgebrachten
Kunststoffrahmen mit Gel-Verguss zur Stabilisierung der Bonddrähte. Dessen Temperaturbeständigkeit konnte nicht abschließend geklärt werden, was ebenfalls für den Einsatz des seriellen
Hand-Lötprozesses sprach.
Abbildung 145: Drucksensorleiterplatte im MID- Demonstrator.
Anschließend konnte die Controller-Leiterplatte eingesetzt werden. Dazu musste vorab noch die
AddOn-Leiterplatte aus Abbildung 153 links aufgesetzt und elektrisch kontaktiert werden. Danach
konnte die Controller-Leiterplatte wiederum im seriellen Lötprozess in den MID-Demonstrator
eingesetzt und wiederum mit Klebstoff in den Ecken mechanisch stabilisiert werden, wie dies in
Abbildung 153 rechts zu erkennen ist.
152
Abbildung 146: Controller-Leiterplatte mit AddOn-Board (links) und eingesetzte ControllerLeiterplatte in den MID-Demonstrator (rechts).
Als letztes wurde, wie in Abbildung 154 dargestellt, in gleicher Weise die Funkmodul-Leiterplatte
eingesetzt und mechanisch stabilisiert.
Abbildung 147: IEKU-MID-Demonstrator mit eingesetzter Funkmodul-Leiterplatte.
In Abbildung 155 ist der fertig bestückte und funktionsfähige IEKU-MID-Demonstrator mit aufgelegtem
Gehäusedeckel dargestellt.
153
Abbildung 148: Fertig bestückter IEKU-MID-Demonstrator.
Abbildung 149 zeigt den inneren Aufbau des IEKU-MID-Demonstrators in einer CT-Aufnahme.
Abbildung 149: CT-Aufnahme des IEKU-MID-Packagedemonstrators
154
3.6.8
Zweiter Systemdemonstrator (Flex) & Energiespeicher
Zusätzlich zu der bereits im ersten Systemdemonstrator erarbeiteten Schaltung wurde der
Energiespeicher auf der Leiterplatte integriert. Es kommen Kondensatoren zum Einsatz, welche in
Summe eine Kapazität von 1 Farad erreichen. Aufgrund der Forderung geringer Leckströme wurde
auf ein Lade-/ Entlademanagement am Energiespeicher verzichtet. Stattdessen wird am Controller mit
einem festen Schwellwert zur Aktivierung (Resetschwelle) und einem Spannungsschwellwert zum
Aktivieren der Datenübertragung gearbeitet. Aufgrund der bekannten Beziehung E = Q·U = C·U² ist
es ausreichend, die Spannung am Energiespeicher zu messen, um mit Hilfe der bekannten benötigter
Energiemenge zu entscheiden, ob eine Datenübertragung stattfinden kann. Zur Spannungsmessung
wird ein weiterer bisher ungenutzter ADC-Eingang des Mikrocontrollers benutzt.
3.6.8.1 Aufbau
Die bei den Projektpartnern durchgeführten Arbeiten zum ersten Systemdemonstrator (MID-Trichter)
zeigten,
dass
die
elektrischen
Verbindungen
zwischen
den
Platinen
über
die
oberflächenbeschichteten und vergoldeten Leitbahnen (MID) im Gehäuse nicht mit vertretbarem
Aufwand zuverlässig herstellbar sind. Es war vorgesehen, die Verbindung zwischen den Leiterplatten
und den Leitbahnen im Gehäuse mittels Leitkleben herzustellen. Technologiebedingt werden beim
Leitkleben Temperaturen von ca. 150°C verwendet. Im Verlauf der Abkühlung des Systems auf
Raumtemperatur kommt es zu Rissen in den hergestellten Verbindungen, da Leiterplatten-Material
(FR4) und Gehäusematerial (Ultramid® T 4381) unterschiedliche Ausdehnungskoeffizienten besitzen.
GEMAC schlug vor, das Material der Leiterplatten von FR4 auf NPG zu ändern. Dies besitzt bei
Temperaturen bis zu 145° einen sehr geringen Ausdehnungskoeffizienten von nur 30-50ppm/°C in ZRichtung sowie von 9-13ppm/°C für die X- und Y-Dimensionen.
Letztendlich wurde jedoch in Absprache mit den Projektpartnern entschieden, für die industrielle
Lösung auf die Leitbahnen im Gehäuse zu verzichten und stattdessen eine Starrflex-Verbindung
zwischen den Komponenten des Demonstrators zu realisieren. Im Vergleich der beiden möglichen
Technologien (MID und Starrflex) stellt Starrflex zum gegenwärtigen Zeitpunkt die zuverlässigere
Technologie bereit. Um den Aufwand weiter zu minimieren, erfolgte eine Neu-Partitionierung der
Schaltung. Folgende Tabelle zeigt die Unterschiede zwischen den beiden Systemdemonstratoren.
Trotz funktioneller Erweiterung durch den Energiespeicher wird das benötigte Volumen reduziert.
Tabelle 37: Vergleich der Systemdemonstratoren
Funktion
Systemdemonstrator 1 (MID)
Systemdemonstrator 2 (Starrflex)
Drucksensor
Instrumentationsverstärker
Sensorplatine
24.9mm x 16.8mm
Controllerplatine
Stromversorgung
Mikrocontroller
Schalter
Controllerplatine
30.2mm x 22.1 mm
Controllerplatine
40mm x 24mm
NanoNet-Modul
Funkplatine
35.8mm x 27.6 mm
Funkplatine
40mm x 34mm
Antenne
Extern oder intern
Nur intern
Energiespeicher
Nicht implementiert
Funkplatine
Gesamtvolumen (nach
155
3
ca. 15.3 cm
ca. 14.6 cm3
Funktion
Systemdemonstrator 1 (MID)
Systemdemonstrator 2 (Starrflex)
10,0 mm
Montage)
Leiterzugbreite:
VGenerator
Bohrung d=1mm
Pad d=2mm
Chipantenne
200µm
Keepouts:
VGenerator
- 1mm umlaufend im Starrteil
- 500µm am Übergang Starr->Flex
- 7mm im Durchmesser auf der
Unterseite des Drucksensor
- 3mm um Funkmodul
Ø8,00 mm
Ø4,20 mm ±,10
Ø3,00 mm
Ø6,00 mm
Drucksensor
2,2 mm
X300
40,0 mm
CAPs 10x100µF
40,0 mm
XMEGA
µController
25,0 mm
2,0 mm
34,0 mm
2,0 mm
Funkmodul
7,5 mm
Abbildung 150: Zweiter Systemdemonstrator: Abmessungen
Abbildung 151: Zweiter Systemdemonstrator
Aufgrund der Anfänglich großen Schwierigkeiten beim Aufbau der elektrischen Verbindungen über die
MID-Systemgehäuse wurde eine Variante in herkömmlicher Starr-Flex-Technik evaluiert. Hierbei
besteht die Gesamtschaltung aus zwei Platinen auf FR4-Basis, die über einen Flexleiter verbunden
156
sind. Auch dieses System wurde zusammen mit dem Vibrationsharvester in ein einzelnes Gehäuse
implementiert, wie unten abgebildet.
Abbildung 152: Schnittbild zweiter Systemdemonstrator mit Energiewandler
Abbildung 153: Realisierter Demonstratoraufbau
Hierbei werden die beiden Starren Platinenteile aus Platzgründen übereinander angeordnet wobei der
Flexleiter umgebogen wird. Seitlich angeordnet im gleichen Gehäuse ist des Energiegenerator, der in
der Prototypenphase noch über Kabel angebunden wird. Während die Abdichtung zum Medium durch
O-Ringe erfolgt, wird das Gehäuse durch eine Klebeverbindung versiegelt.
157
3.6.8.2 Firmware
Mit dem vorliegenden Demonstrator und den von den Projektpartnern zur Verfügung gestellten
µGeneratoren war es möglich, die Funktionalität im Gesamtsystem nachzuweisen. Um einen
kontinuierlichen Betrieb des Systems zu gewährleisten, wurde die Firmware des Systems nochmals
angepasst.
Bisher war die Firmware so konzipiert, dass der Mikrocontroller während der Ruhephasen einen
Schlafzustand einer bestimmten Dauer einnimmt. Dies setzte jedoch voraus, dass der
Energiespeicher immer ausreichend Ladung besitzt, um die Minimalspannung des Controllers
während des gesamten Sendevorganges zu liefern. Die durchgeführte Firmwareerweiterung sieht
zusätzlich auch die Zeit, in der der Energiespeicher keine oder wenig Ladung besitzt, als gültigen
Zustand an. Weiterhin kann man davon ausgehen, dass bei Aufwecken des Prozessors aus dem
Reset der Energiespeicher aktuell durch den Mikrogenerator geladen wird. Dies hat zur Konsequenz,
dass es möglich ist, den Prozessor nach einer Grundinitialisierung kontrolliert für eine konfigurierbare
Zeit in den Tiefschlaf zu versetzen. Nach dieser Zeit kann davon ausgegangen werden, dass die
Energie für eine Messung der Spannung am Energiespeicher ausreicht. In Abhängigkeit dieses
Spannungswertes kann nun ein dynamisch angepasstes Intervall für den energieintensiven
Sendevorgang realisiert werden. Die Speicherung des „Dynamikparameters“ erfolgt bei dieser Art der
Realisierung implizit im Zeitintervall der RTC. Die Idee einer Speicherung im EEPROM des Controllers
musste verworfen werden, da Messungen im Vorfeld zeigten, dass zum Beschreiben des EEPROMs
genau so viel Energie benötigt wird, wie für einen Sendevorgang.
Den geänderten Programmablauf und einen beispielhafte Gegenüberstellung von Kondensatorspannung und Programmphase zeigen nachfolgende Grafiken:
158
Abbildung 154: Firmware zum dynamischen Anpassen des Sendeintervalls
159
Generatorspannung
6
Volt
4
2
0
0
10
20
30
40
50
60
70
50
60
70
50
60
70
Firmware - State
Übertragung
Messung
Ruhe
Aus
0
10
20
30
40
Kondensatorspannung
6
Volt
4
2
0
0
10
20
30
40
Sekunden
Abbildung 155: Beispielhafter Programmablauf mit dynamisch angepasstem Sendeintervall
In Abbildung 155 ist zu erkennen, dass bei großer Generatorspannung das Intervall zwischen den
Sendungen verkürzt wird, während bei sinkender Ladespannung sich größere Pausen zwischen den
energieintensiven Sendungen einstellen.
3.6.8.3 Aufbau der IEKU-Starrflex-Demonstratoren
Neben den IEKU-MID-Demostratoren wurden auch solche mit einer Starrflex-Lösung aufgebaut.
Hierbei wurde von A. Raymond die komplett in Starrflex-Lösung bestückte Leiterplatte in ein
entsprechendes Prototypengehäuse, das im SLS-Verfahren hergestellt wurde, eingebracht und
mechanisch fixiert.
Das Leiterplattensystem besteht aus zwei starren Leiterplatten, die untereinander über einen Flexleiter
miteinander verbunden sind. Die untere Leiterplatte beherbergt den Drucksensor samt Verstärker
sowie den Controller. Die obere Leiterplatte nimmt das Funkmodul auf.
Das Gehäuse stellt zugleich auch das Gehäuse für den Mikrogenerator dar.
160
Diese Lösung hat gegenüber der MID-Variante den Vorteil, dass über die Bestückung der Leiterplatte
hinaus lediglich eine Verbindung zwischen µGenerator und der Starrflex-Leiterplatte hergestellt
werden muss. Zudem stellt eine Starrflex-Lösung eine etablierte Aufbautechnik dar. In Abbildung 156
ist eine CT-Aufnahme des Starrflex-Demonstrators abgebildet.
Abbildung 156: CT-Aufnahme des IEKU-Starrflex-Demonstrators.
161
3.6.9
Konzeption der ASIC-Anwendung
Ausgehend von den Komponenten des zweiten Demonstrators wurde ein Konzept zum ASIC erstellt.
In Abbildung 157 und der nachfolgenden Tabelle sind die sich bietenden Integrationsmöglichkeiten
zusammengefasst. Gegebenenfalls wird bei der Erstellung der ASIC-Spezifikation geprüft, ob es
aufgrund der verwendeten ASIC-Technologie des Funkmoduls sinnvoll ist, das Analog-Frontend
(Instrumentationsverstärker, ADC, Sensorstromversorgung) als zweite Komponente (SENSOR-ASIC)
zu realisieren.
Abbildung 157: Integrierbarkeit des zweiten Demonstrators
Tabelle 38: ASIC-Integration
Nr
Komponente
Integration
1
Funkmodul
Dient als Basis für den zu entwickelnden ASIC
2
µ-Controller
- Der Messablauf wird als State-Machine in den ASIC integriert
- Die Konfiguration der Funkmodul-Register erfolgt aus einem EEPROM
(intern)
- Die Kalibrierung der Funkmodul-Register wird als State-Machine
integriert
- Die RTC wird als Hardware-Modul in den ASIC integriert
- Der Temperatursensor wird als Hardware-Modul in den ASIC integriert
- Der ADC wird als Hardware-Modul in den ASIC integriert, alternativ
162
kann ein
externer ADC über eine geeignete serielle Schnittstelle verwendet
werden
3
Reset-Baugruppe
Integration in ASIC
4
Schalter Stromversorgung
Integration in ASIC
5
Stromversorgung Sensor
Integration in ASIC
6 / 7 Stromversorgung 1,8 V
Entfällt
8
Stromversorgung 2,7 V
Wird im Gesamtkonzept als Teil der Generator- / Speicherbaugruppe
angesehen und zusammen mit dieser optimiert
9
Antenne
Extern als Chip-Antenne
10
Auswerte-IC für Drucksensor
Level-Shifter
Entfällt
11
Drucksensor
Extern
12
RS232 (Debug)
Entfällt
JTAG
Entfällt
163
3.7
Montagesensor
3.7.1
Motivation und Stand der Technik
Bei Schnellkupplungen ist die Erkennung der sicheren Montage bzw. Verbindung der beiden
Kupplungselemente für die Zuverlässigkeit von großer Bedeutung.
Es sind dabei bereits mechanische und optische Systeme zur Erkennung der sicheren Verrastung
bekannt. Beispielsweise werden mechanische Zeiger eingesetzt, die während des Verrastvorgangs
betätigt werden und somit dem Monteur ein optisches Signal über den Verbindungszustand liefern.
Bei diesen Systemen ist die gewonnene Information jedoch nur für den Monteur einsehbar und könnte
auch nur mit hohem Aufwand in eine „online“ Qualitätsdokumentation aufgenommen werden.
Weiterhin ist eine Überprüfung der Montage in schlecht einsehbaren Montageorten, wie z.B. dem
Tank, nicht möglich.
Unter dem Begriff „Smart Couplings“ ist eine auf der RFID-Technik basierende Entwicklung für
Kupplungen von Fa. CPC (Colder Products Company) / USA bekannt. Diese ist vorwiegend für die
Chemische Industrie sowie für die Medizintechnik konzipiert. Der Kupplungszustand wird dabei mittels
Funk überwacht. Das Auswertesignal wird allerdings über ein Interface und per Kabel an einen
Messcomputer übertragen. Eine weitere Anwendung von Fa. Piolax Inc. / Michigan USA ist im Bereich
der industriellen Befestigungstechnik bekannt. Diese nutzt ebenfalls die RFID-Technik zur
Überprüfung der Montagequalität. Die bisher realisierten Aufbauten sind jedoch noch im frühen
Labormusterstadium und derzeit noch nicht im breiten industriellen Einsatz zu finden.
Vor allem im Automobilbau werden enorme Anforderungen an Lebensdauer, Dichtigkeit und
Montagequalität gestellt. Darüber hinaus ist die Überprüfung und qualitätsgerechte Dokumentation
des Montagevorgangs von großer Wichtigkeit in dieser Branche. Die bisherigen optischen und rein
mechanischen Methoden sind wegen der zum Teil schlechten Zugänglichkeit im KFZ und der
schlechten Dokumentierbarkeit für die avisierte Anwendung unbefriedigend. Wünschenswert ist ein in
die Kupplung integrierter Montagesensor, der die Daten generiert und telemetrisch berührungslos zu
einer fest stationierten Empfangseinheit überträgt.
Ziel des Teilprojektes am HSG-IMAT soll es sein, einen neuartigen integrierbaren Sensor mit
elektrischem Ausgang zu erarbeiten, der einen korrekten Montagestatus der Schnellkupplung
detektieren und zudem drahtlos ausgelesen werden kann. Dabei sind bestehende Patente zu
berücksichtigen oder nach Möglichkeit zu umgehen. Für den Montagesensor sollen neben einem
kontaktbasierten auch andere physikalische Wirkprinzipien, wie z.B. kapazitive oder dehnungsbasierte
Systeme betrachtet werden. Das Sensorsystem ist bevorzugt einstückig in die Kupplung zu
integrieren, wobei die Fertigungstechniken der MID-Technik bei der Konstruktion berücksichtigt
werden können.
Als Anforderung an den Montagesensor stellt sich die eindeutige Bestimmung des Montagezustands
der Schnellkupplung dar, die auch bei einem Verdrehen des Steckers in der Kupplung erhalten
bleiben soll. Zudem soll der Montagesensor möglichst auf bestehende Kupplungsserien adaptierbar
sein.
3.7.2
Konzeption von möglichen Wirkprinzipien für den Montagesensor
Für die Detektion des Verrastzustands wurden verschiedene physikalische Wirkprinzipien hinsichtlich
ihrer möglichen Eignung und Umsetzung auf bzw. an der Kupplung geprüft.
3.7.2.1 Kontaktbasierte Erfassung
Beim kontaktbasierten Sensor wird durch Schließen der Kupplung ein elektrischer Kontakt
geschlossen. Abbildung 158 zeigt schematisch einen möglichen Aufbau und die Funktion eines
kontaktbasierten Montagesensors. Das Prinzip lässt eine eindeutige Montagezustandserkennung –
offen oder geschlossen – zu. Dieses Prinzip eines elektrischen Kontaktschlusses ist in Verbindung mit
einem elektrischen Schwingkreis jedoch bereits von der Firma Piolax Inc. patentiert.
„0“
Kontaktstelle
geöffneter Kontakt
„1“
Schließerkontakt
Abbildung 158: Kontaktbasierter Montagesensor.
3.7.2.2 Dehnmessstreifenbasierte Erfassung
Es ist denkbar, einen Dehnmessstreifen an Schnapphaken oder Verrastelementen der Kupplung zu
applizieren. Die Widerstandsänderung des Dehnmessstreifens wird während des Verrastvorgangs
dokumentiert. Abbildung 159 zeigt ein Sensor-Konzept mit einem solches Dehnmesselement.
DMS
R
Auswerteelektronik/
Signalaufbereitung
„0“ oder „1“
ΔR Δl
= k
R
l
Abbildung 159: Dehnmessstreifen als Montagesensor.
Da die Widerstandsänderung nicht sprunghaft erfolgt, ist eine Auswerteelektronik auf der Kupplung
erforderlich, um den Montagezustand wiederzugeben. Weiterhin wird eine Sendeeinheit nötig, um den
165
Montagezustand zu übertragen. Dies ist insgesamt sehr aufwändig und resultiert in hohen Kosten für
den angestrebten Montagesensor.
3.7.2.3 Kapazitive Erfassung
Ein an der Stirnfläche der Schnellkupplung befindlicher planarer Kondensator, wie er in Abbildung 160
dargestellt ist, kann als Sensor für den Montagezustand verwendet werden.
C = C0
Kondensatorplatten
C
Auswerteelektronik/
Signalaufbereitung
„0“ oder „1“
C = C0 ⋅ ε R
Abbildung 160: Kondensator als Montagesensor.
Das heller dargestellte Steckerelement dient als Dielektrikum, sodass während der Verrastung der
Schnellkupplung eine Kapazitätsänderung durch das Aufbringen des Dielektrikums auf den
Kondensator erfolgt. Die Kapazität des Kondensators ist dabei eine Funktion des Abstandes des
Dielektrikums von der Kondensatoroberfläche. Um einen eindeutigen Montagezustand ausgeben zu
können, ist eine Auswerteelektronik auf der Kupplung notwendig. Weiterhin muss eine zusätzliche
Sendeeinheit integriert werden, um den Montagezustand an eine Ausleseeinheit zu übertragen.
3.7.2.4 Induktive Erfassung
Eine Spule kann ebenso als Montagesensor für eine Kupplung dienen. Abbildung 161 zeigt das
Konzept schematisch. Voraussetzung dafür ist, dass das Steckerelement z.B. aus einem
ferromagnetischen Werkstoff besteht oder auf dem Steckerelement ein ferromagnetischer Körper
aufgebracht ist. Durch das Einbringen des Steckers in die Kupplung wird die Induktivität der Spule
verändert, was wiederum detektiert werden kann. Die Induktivität ist dabei eine Funktion des
Abstandes des Steckers von der Kupplung. Um einen eindeutigen Montagezustand wiederzugeben ist
auch hier eine Auswerteelektronik auf der Kupplung erforderlich. Weiterhin muss eine zusätzliche
Sendeeinheit integriert werden, um den Montagezustand an eine Ausleseeinheit zu übertragen.
166
Ferromagnetischer
Kunststoff
Spule
L = L0
L
Auswerteelektronik/
Signalaufbereitung
„0“ oder „1“
L = µr L0
Abbildung 161: Induktive Erfassung des Montagezustandes.
3.7.2.5 Resonanzschwingkreis
Die Kombination aus einem Kondensator und einer Spule kann zu einem Resonanzschwingkreis
angeordnet werden. Wie in den vorherigen zwei Beispielen gezeigt, kann sowohl die Kapazitätsänderung wie auch die Induktivitätsänderung ausgenutzt werden, um die Resonanzfrequenz des
Schwingkreises zu verändern und über diese Veränderung der Resonanzfrequenz den
Montagezustand zu detektieren. Abbildung 162 zeigt schematisch die Verwendung eines
Resonanzschwingkreises zur Detektion des Montagezustandes.
C
L
Ferromagnetikum oder Dielektrikum
L
C
L
C
Abbildung 162: Resonanzschwingkreis als Montagesensor.
Der Vorteil gegenüber den vorher genannten Sensorprinzipien ist, dass auf der Kupplung keine
zusätzliche Auswerteelektronik notwendig ist. Die Auswerteelektronik kann dezentral aufgebaut
werden, wenn der Montagezustand kabellos durch Auswerten der Resonanzfrequenz des
Schwingkreises übertragen wird. Hierzu wird mit einer Sendespule ein definierter Frequenzbereich
durchlaufen. Beim Erreichen der Resonanzfrequenz des Schwingkreises kann eine Dämpfung der
ausgesendeten Wechselspannung detektiert werden. Dieses Prinzip ist in der Elektronischen
167
Artikelsicherung (EAS) weit verbreitet und findet zum Beispiel in Kaufhäusern Verwendung. Ein
entsprechendes EAS-Klebeetikett ist in Abbildung 163 dargestellt.
L
C
Abbildung 163: Klebeetikett für die Elektronische Artikelsicherung und Schaltbild.
3.7.2.6 Optische Erfassung
Reflexionslichtschranken können ebenfalls als Montagesensor eingesetzt werden. Abbildung 164
zeigt dieses Sensor-Konzept schematisch. Durch das Aufbringen einer reflektierenden Schicht auf den
Stecker kann eine in der Kupplung platzierte Lichtschranke das Verrasten detektieren. Der Vorteil
dieses Sensorprinzips liegt, wie auch beim kontaktbasiertem Sensor, in einem eindeutigen
Montagesignal – offen oder geschlossen. Nachteilig sind jedoch die notwendige Stützspannung zur
Generierung des Sensorsignals sowie eine separate Sendeeinheit zu erwähnen.
Reflextionslichtschranke
Schaltung mit
passiven Bauteilen
„0“ oder „1“
Reflektierende Oberfläche
Abbildung 164: Optische Erfassung des Montagezustandes.
3.7.2.7 Magnetische Erfassung über Hall-Sensor
Hall-Elemente können als Sensoren für den Montagezustand verwendet werden. Durch das Annähern
eines Permanentmagneten an das Hall-Element kann eine Hall-Spannung am Element abgegriffen
werden, was in Abbildung 165 angedeutet ist. Durch im Sensor integrierte Schmitt-Trigger lassen sich
Hall-Schalter realisieren, die ebenfalls einen eindeutigen Montagezustand liefern. Ihnen ist den zuvor
genannten Sensorprinzipien gleich, dass eine Sendeeinheit zur Übertragung des Sensorsignals
notwendig ist.
168
N
S
VDD
VDD
„0“
Magnet
Hall-Element
„1“
Abbildung 165: Hall-Schalter als Montagesensor.
3.7.2.8 Magnetische Erfassung über Reed-Kontakt
Reed-Kontakte sind magnetische Schalter, die je nach Typ durch Annähern eines Permanentmagneten geöffnet bzw. geschlossen werden. Abbildung 166 zeigt Reed-Kontakte und deren
grundsätzliche Funktion. Sie liefern eine eindeutige Information über den Montagezustand. Für die
Übertragung der Montageinformation ist jedoch eine zusätzliche Sendeeinheit notwendig.
„0“
Magnet
N
S
„1“
Abbildung 166: Reed-Schalter als Montagesensor.
169
3.7.3
Bewertung der Sensorprinzipien
Die verschiedenen Sensorprinzipien wurden einander gegenüber gestellt und bewertet. Als wichtigste
Indikatoren wurden die beiden Punkte „Notwendigkeit einer Stützspannung zur Erzeugung des
Sensorsignals“ und die „Erforderlichkeit einer Auswerteelektronik auf der Kupplung“ herangezogen.
Die folgende Tabelle zeigt die Bewertung der Sensorprinzipien.
Tabelle 39: Bewertung der Sensorprinzipien.
Sensoreffekt
Stützspannung/Hilfsenergie für
Auswertelektronik /
Sensorsignal notwendig?
Signalaufbereitung
notwendig?
Kontaktbasierter Sensor
Nein
Nein
Dehnungsmessstreifen
Nein
Ja
Kapazitive Erfassung
Nein
Ja
Induktive Erfassung
Ja
Ja
Resonanzschwingkreis
Ja
Nein
Optische Erfassung
Ja
Nein
Magnetische Erfassung mittels Hallschalter
Ja
Nein
Nein
Nein
Magnetische Erfassung mittels Reed-Sensor
Es wurde eine abschließende, zusammenfassende Bewertung des jeweiligen Sensorprinzips unter
Abwägung aller Vor- und Nachteile sowie unter der Berücksichtigung der entstehenden Mehrkosten
für den Montagesensor durchgeführt. Dabei stellte sich der Aufbau eines Resonanzschwingkreises mit
veränderlicher Kapazität als besonders attraktiv heraus.
Tabelle 40: Zusammenfassende Bewertung des Sensorprinzipien.
Sensoreffekt
Kontaktbasierter Sensor
Bewertung
Keine elektronischen Bauteile notwendig, einfaches,
sicheres Prinzip
Dehnungsmessstreifen
Schwer handhabbar, Auswerteelektronik notwendig*
Kapazitive Erfassung
Sicheres Prinzip, Auswerteelektronik notwendig*
Induktive Erfassung
Sicheres Prinzip, Auswerteelektronik notwendig*
Einfaches Prinzip, keine Auswerteelektronik notwendig*
Optische Erfassung
Sicheres Prinzip, einige wenige passive Bauteile notwenig
Magnetische Erfassung mittels Hallschalter
Einfaches Prinzip, Auswerteelektronik notwendig*
Magnetische Erfassung mittels Reed-Sensor
keine weiteren elektronischen Bauteile notwendig, einfaches
Prinzip
* bezieht sich auf eine Auswerteelektronik auf der Kupplung
3.7.4
Möglichkeiten der drahtlosen Informationsübertragung
3.7.4.1 Wirbelstromprinzip
Das Wirbelstromprinzip kann als kontaktloses Übertragungsverfahren genutzt werden [7]. Dazu sind
eine Messspule sowie eine Leiterschleife auf der Kupplung notwendig. Fließt ein Wirbelstrom in der
Kupplung, so lässt sich eine Dämpfung in der Messspule detektieren. Abbildung 167 verdeutlicht das
Wirbelstromprinzip. Nachteilig ist jedoch, dass die Übertragungsstrecke auf wenige Millimeter
begrenzt ist.
Messspule
Leiterschleife auf
der Kupplung
geöffneter Kontakt
Abbildung 167: Funktionsprinzip zum Auslesen mittels Wirbelstromprinzip.
3.7.4.2 Resonanzschwingkreis
Ein elektrischer Schwingkreis birgt den Vorteil eines sehr einfachen Aufbaus. Eine Sendespule
durchläuft, von einem Frequenzgenerator getrieben, einen bestimmten Frequenzbereich (Abbildung
168). Ein angeschlossenes Volt- oder Amperemeter detektiert die Dämpfung der Amplitude der
Sendespule durch den Resonanzschwingkreis. Dabei ist die Dämpfung bei der Resonanzfrequenz am
Größten. Das Funktionsprinzip ist wie folgt schematisch dargestellt.
Magnetisches Wechselfeld (H-Feld)
Energie
A
fG
LC-Schwingkreis
auf der Kupplung
V
Messsystem mit Spule,
Funktionsgenerator,
Spannungs- und Strommesser
Rückwirkung
Abbildung 168: Funktionsprinzip zum Auslesen eines Resonanzschwingkreises.
171
3.7.4.3 RFID - Passiver Transponder
Zur Übertragung der Montageinformation können auch passive RFID-Transponder verwendet werden.
Abbildung 169 zeigt beispielhaft einen solchen passiven RFID Transponder. Über ihre Antenne/Spule
beziehen sie die Energie zur Spannungsversorgung des Mikro-Prozessors aus dem elektrischen oder
magnetischen Feld des Lesegerätes. Die Information kann z.B. durch Kurzschließen des Sendefeldes
in das Sendefeld hinein moduliert und von einer Elektronik an der Sendespule ausgewertet werden.
Dies wird auch Lastmodulation (Back Scattering) oder modulierte Rückstreuung genannt.
Abbildung 169: Passiver RFID-Transponder (Quelle: PTS-Forschungsbericht, Juli 2006).
3.7.4.4 RFID - Aktiver Transponder
Im Vergleich zu passiven RFID-Transpondern besitzen aktive Transponder eine eigene
Stromversorgung, z.B. in Form einer Batterie, die den Mikrochip ganz oder zumindest teilweise
versorgt. Abbildung 170 zeigt schematisch einen solchen aktiven RFID-Transponder. Auch er ist nicht
in der Lage ein eigenes Hochfrequenzsignal zu erzeugen, sondern beeinflusst/moduliert zur
Datenübertragung lediglich das Feld des Lesegerätes, wie dies auch beim passiven Transponder der
Fall ist.
RFID-Transponderchip
(Batterie)
Abbildung 170: Prinzipschaltbild eines aktiven RFID-Transponders.
3.7.4.5 Bewertung der Übertragungsprinzipien
Die verschiedenen Übertragungsprinzipien wurden einer Bewertung unterzogen, wie sie in Tabelle 41
gezeigt ist. Aufgrund seines einfachen Funktionsprinzips kristallisiert sich auch hier der
Resonanzschwingkreis als besonders geeignet heraus. Die RFID-Prinzipien scheiden grundsätzlich
schon durch die relativ hohen Kosten der RFID-Chips aus.
172
Tabelle 41: Bewertung der Übertragungsprinzipien.
Übertragungsform
Bewertung
Wirbelstromprinzip
Einfaches, leicht zu realisierendes Prinzip, nur Übertragung der
Montageinformation, keine eigene Stromversorgung notwendig
Einfaches Prinzip, nur Übertragung der Montageinformation, keine eigene
Stromversorgung notwendig
Passiver RFID-Transponder
Aufwendiges Prinzip, Übertragung Montageinformationen, aber eindeutige
Kupplungszuordnung, keine eigene Stromversorgung notwendig
Aktiver RFID-Transponder
Aufwendiges Prinzip, Übertragung Montageinformation und eindeutige
Kupplungszuordnung sowie weitere Daten, eigene Stromversorgung
notwendig
Die Tabelle 42 spiegelt typische Anwendungsgebiete und deren Reichweiten wieder. Im Falle des
Resonanzschwingkreises ist noch das Anwendungsgebiet der elektronischen Artikelsicherung (EAS)
in Form von Etiketten hinzuzufügen. Die zugehörigen EAS-Detektionssysteme decken eine
Reichweite von bis zu 2,5 m ab, wodurch das Prinzip auch im Hinblick auf die mögliche Reichweite bei
gleichzeitig geringem Herstellungsaufwand wieder hervorsticht. Das für die Elektronische
Artikelsicherung freigegebene Frequenzband liegt bei 7,4 bis 8,8 MHz, was einer Bandbreite von
1,4 MHz entspricht.
Tabelle 42: Übertragungsprinzipien mit ihren Anwendungsgebieten und Reichweiten.
Übertragungsart
Anwendungen (Beispiel)
Typische Reichweiten
Wirbelstromprinzip
Drehwinkelsensor
Näherungssensor
Wenige Millimeter
Oszillatoren
wenige Millimeter bis einige
Zentimeter
LF
Niederfrequenz
125 – 135 kHz
Tieridentifikation
Produktionskontrolle
Automatisierung
Zutrittskontrollen
KFZ-Wegfahrsperren
1 – 1,5 Meter
Handelsgüter (Einzelprodukte)
1 – 1,5 Meter
1 – 1,5 Meter
10 Zentimeter + Security
HF
Hochfrequenz
13,56 MHz
Bibliotheksmanagement
Ticketing (Personennahverkehr, Events, Skilifte)
Zutrittskontrollen
Automatisierung
NFC – Near Field Communication
Einige Zentimeter
10 Zentimeter + Security
UHF
Ultrahochfrequenz
860 – 960 MHz
Palettenidentifikation und
Kartonidentifikation (Handel)
3 – 4 Meter (Europa), 7 Meter (USA)
Aktive Transponder
(GHz) mit Batterie
Containeridentifikation
Produktionskontrolle
Bis zu mehreren hundert Metern
173
3.7.5
Vorversuche zur Umsetzung des Montagesensors
3.7.5.1 Erster Demonstrator
Es wurde ein erster Demonstrator aufgebaut (Abbildung 171), mit dem der Nachweis auf Funktion der
Informationsübertragung mittels eines Resonanzschwingkreises erbracht werden sollte. Dazu wurde
auf die QC 11.8 Kupplung (große Kupplungsserie aus dem Programm von A. Raymond) eine
einlagige Zylinderspule aufgewickelt und auf einer separaten Platine eine Festkapazität aufgelötet. Mit
einem zusätzlichen Potentiometer kann die Güte des Schwingkreises beeinflusst werden. Für den
Demonstrator wurde ein Drahtdurchmesser von 0,15 mm gewählt und ein Abstand zwischen den
einzelnen Spulenwindungen von 0,1 mm eingestellt.
Abbildung 171: Demonstrator mit einlagig aufgewickelter Spule.
3.7.5.2 Aufbau eines Messplatzes zur Prüfung der Detektierbarkeit
In Abbildung 172 ist ein Messplatz zur Detektion des Resonanzschwingkreises dargestellt. Er besteht
aus einem Funktionsgenerator mit Sendespule (eine Windung mit einem Durchmesser von 200 mm)
und einem Oszilloskop mit Empfängerspule (eine Windung mit einem Durchmesser von 200 mm).
Funktionsgenerator
Abbildung 172: Messanordnung für die Detektion des Montagesensors.
174
Oszilloskop
Der Funktionsgenerator durchläuft einen Frequenzbereich von 7,4 – 8,8 MHz, was dem freigegebenen
Frequenzbereich für das EAS-Band entspricht. Befindet sich der Demonstrator zwischen den Spulen
der Messanordnung, so lassen sich eine Verstärkung und eine Dämpfung der in die Empfängerspule
eingekoppelten Spannung feststellen. Die Frequenz der maximalen Dämpfung stellt die
Resonanzfrequenz des Schwingkreises dar. Abbildung 173 zeigt die eingekoppelte Spannung über
einem entsprechenden Durchlauf des Frequenzbandes, dabei ist auch der Amplitudeneinbruch an der
Resonanzfrequenz zu erkennen.
Abbildung 173: Oszilloskopaufnahme mit Demonstrator in der Spulenanordnung.
An einem Impedanzmessplatz, der die Impedanz des Schwingkreises über der Frequenz aufnimmt,
konnte die Güte des Schwingkreises des Demonstrators zu Q = 44 bestimmt werden.
Zur funktionellen Erprobung der Montagesensoren wurde ein kommerzielles EAS-System angeschafft,
wie es in Abbildung 174 zu sehen ist. Dabei handelt es sich prinzipiell um den gleichen Aufbau wie am
Messplatz, nur das ein Mikroprozessor die Anwesenheit eines Schwingkreises im Bereich der Spulen
auswertet und darüber hinaus Störsignale herausfiltern kann. Zudem können diese Systeme den
Schwingkreis lageunabhängig detektieren. Mit einem solchen System ist es generell denkbar, mehrere
Kupplungen gezielt voneinander zu unterscheiden, anstatt nur das Vorhandensein von
Schwingkreisen im Frequenzband zu erkennen.
Bringt man den Demonstrator in den Bereich zwischen der Spulenanordnung, so schlägt das System
Alarm. Über die mitgelieferte Software lässt sich auch die Resonanzfrequenz des detektierten
Schwingkreises ablesen.
175
Abbildung 174: Kommerzielles EAS-System.
3.7.6
Simulationen und Berechnungen zum Schwingkreis
Es wurden zahlreiche Simulationen und Berechnungen zum Schwingkreis durchgeführt. Diese
unterteilen sich in Simulationen zu einem planaren Kondensator und zu planaren, einlagigen sowie
mehrlagigen Spulen, um vorab die notwendigen Bauteilparameter abschätzen zu können. Mit den
Parametern lässt sich dann die Resonanzfrequenz des Schwingkreises einstellen.
Die Simulationen wurden nur für die kleine Kupplungsserie QC 7.89 durchgeführt, da sich eine spätere
Adaption auf die Abmessungen der größeren Kupplungsserie einfacher darstellt als die
Systemverkleinerung.
3.7.6.1 Simulationen zum Kondensator
Da das Hauptaugenmerk auf einer veränderlichen planaren Kapazität des Schwingkreises lag, wurden
Simulationen bezüglich der erreichbaren Kapazität und Kapazitätsänderung durchgeführt.
C2 = 4,082 pF
C2;ε = 6,085 pF
C3 = 6,272 pF
C3; ε = 9,909 pF
C4 = 8,477 pF
C4;ε = 13,268 pF
Abbildung 175: Simulation verschiedener Elektrodenanzahlen.
176
C8 =13,32 pF
C8;ε = 21,035 pF
Abbildung 175 zeigt die Ergebnisse zu verschiedenen Elektrodenanzahlen eines Kondensators im
geöffneten (Cx) und geschlossenen, vollständig abgedeckten (Cx,ε) Zustand. Als Trägermaterial und
Abdeckung des Kondensators wurde Polyamid mit einer Dielektrizitätszahl von ε = 4,3 angenommen.
Es wurden verschiedene Elektrodenanzahlen der Kapazität betrachtet und Parameter wie Abstand
des Dielektrikums zur Kondensatoroberfläche, Isolationsabstand zwischen den Elektroden oder auch
Querschnittsflächen-Verhältnis der Kondensatorplatten variiert. Über die erhaltenen Werte konnte
dann der Einfluss auf die Frequenz ermittelt werden. In Abbildung 176 ist der Einfluss des Abstandes
zwischen Dielektrikum und Kondensator auf die Frequenz aufgetragen. Mit zunehmendem Abstand
steigt die Resonanzfrequenz des Schwingkreises. Dieser Zusammenhang ist jedoch nicht linear, was
auf die Feldausbildung am planaren Kondensator zurückzuführen ist.
8.8
8.6
Frequenz der QC 7.89
9.4
9.2
9
8.8
8.2
Frequenz in MHz
Frequenz in MHz
8.4
Frequenzbandgrenze 8,8 MHz
8.6
8.4
8.2
8
8
7.8
2 Elektroden
3 Elektroden
4 Elektroden
6 Elektroden
7.6
7.4
0
7.8
200
400
600
800
1000
Abstand zwischen Stecker und Buchse in µm
2 Elektroden
3 Elektroden
4 Elektroden
6 Elektroden
7.6
7.4
0
50
100
150
200
250
300
350
400
Abbildung 176: Variation des Abstandes zwischen Dielektrikum und Kondensatoroberfläche.
Die Abbildung 177 zeigt denselben Zusammenhang für verschiedene Isolationsabstände zwischen
zwei Kondensatorelektroden. Es lässt sich eine Verringerung der Kapazität bei Vergrößerung der
Isolationsabstände, aber auch eine höhere Kapazitätsänderung über den Schließweg der Kupplung
erkennen.
Elektrodenabstand variiert
9.2
9
Frequenzbandgrenze 8,8 MHz
8.8
Kapazität der QC 7.89
2 Elektroden 0,2mm Iso
6
8.4
Dielektrikum
A1
variiert
A2
variiert
5.5
Kapazität in pF
Frequenz in MHz
6.5
8.6
8.2
8
5
4.5
Symmetrielinie
4
3.5
7.8
0
200
400
600
800
1000
7.6
7.4
0
200
400
600
800
A1 = A2
1000
Abbildung 177: Variation des Abstandes zwischen Dielektrikum und Kondensatoroberfläche
bei verschiedenen Isolationsabständen.
177
In Abbildung 178 ist die Kapazität bei zwei Kondensatorelektroden in Abhängigkeit des
Querschnittsflächen-Verhältnisses der beiden Elektroden zueinander aufgetragen. Demnach gibt es
einen Bereich für die maximale Kapazität (rote und grüne Kurve) und einen weiteren Bereich der
maximalen Kapazitätsänderung (blaue Kurve).
Querschnittsflächenverhältnis
variiert
Kapazität der QC 7.89
2 Elektroden - Kupplung geschlossen
2 Elektroden - Stecker bei 1mm
2 Elektroden - Kapazitätsänderung
8
7
Kapazität in pF
0,2 mm
Simulation 1
6
Aq2
Aq1
Oberflächen beider
Elektroden gleich groß
5
0,2 mm
Simulation 2
Aq2
Aq1
4
0,2 mm
Simulation 3
3
Aq1
Aq2
2
Symmetrielinie
0
1
2
3
4
5
6
7
Querschnittsverhältnis Aq1:Aq2
Abbildung
178:
Variation
des
Kondensatorelektroden-Anordnung.
Querschnittsflächen-Verhältnisses
einer
Zwei-
3.7.6.2 Berechnungen zur Spule
Für die Berechnungen einer Spule soll der Lösungsansatz Variante 3F heran gezogen werden, bei
dem eine mehrlagige Zylinderspule auf kleinem Bauraum aufgewickelt und über eine Lötverbindung
mit den planaren zwei Kondensatorelektroden elektrisch kontaktiert wird. Bei dieser Lösung sollen
Toleranzen der Kapazität durch eine bedarfsgerechte Windungsanzahl der Spule kompensiert
werden, wodurch die Resonanzfrequenz eingestellt werden kann. Um abschätzen zu können wie
genau sich die Frequenz einstellen lässt, wurde die Windungsanzahl für die Anordnung mit zwei
Kondensatorelektroden variiert.
Wie aus Abbildung 179 ersichtlich wird, lässt sich die Frequenz pro Windung auf ±0,1 MHz einstellen.
Mit entsprechender Anschlussmöglichkeit der Spule an den Kondensator über halbe oder viertel
Windungen, sogar noch deutlich genauer. Der Drahtdurchmesser wirkt sich kaum auf die Induktivität
aus. Jedoch hat er einen großen Einfluss auf die Güte des Schwingkreises. Die Berechnungen
berücksichtigen nur den rein ohmschen Anteil der Spule, nicht jedoch die bei der Frequenz zu
berücksichtigende Gesamtimpedanz der Spule, wodurch die Güte des Schwingkreises ebenfalls
deutlich negativ beeinflusst werden kann.
178
Abbildung 179: Variation der Windungszahl bei verschiedenen Elektrodenanzahlen des
Kondensators.
8.6
8.4
8.2
8
3500
3000
2500
2000
45
35
Frequenz in MHz
7.8
3500
0,05 mm Draht
0,1 mm Draht
0,15 mm Draht
0,2 mm Draht
0,25 mm Draht
Güte 0,05 mm Draht
Güte 0,1 mm Draht
Güte 0,15 mm Draht
Güte 0,2 mm Draht
Güte 0,25 mm Draht
40
30
25
20
1500
3000
2500
1000
2000
1500
Güte
Frequenz in MHz
4000
0,05 mm Draht
0,1 mm Draht
0,15 mm Draht
0,2 mm Draht
0,25 mm Draht
Güte 0,05 mm Draht
Güte 0,1 mm Draht
Güte 0,15 mm Draht
Güte 0,2 mm Draht
Güte 0,25 mm Draht
Güte
8.8
15
1000
7.6
10
500
500
5
0
0
0
20
40
60
80
100
120
140
Anzahl der Spulenwindungen
7.4
37
38
39
0
40
41
42
43
44
45
Anzahl der Spulenwindungen
Abbildung 180: Variation der Windungszahl für verschiedene Drahtdurchmesser, bei einer
Zwei-Kondensatorelektroden-Anordnung.
179
180
Spule
Aufwickelteil
Rundprägen
2K-MID
LDS
Technologie
- max. 26 Windungen Æ
L=20,8µH (w=250µm,
d=300µm)
- ca. 4 Kondensatorplatten
- Kern
- zusätzliche AVT
- Prägewülste
- beliebig viele Windungen
- kein Kern
- hohe Güte
- zusätzliche AVT
- 8 Kondensatorplatten
- kein Kern
- hohe Güte
- zusätzliche AVT
- 26 « n « 56,5 Windungen
- gal. Verstärken Æ Güte
- Kern
- lange Fließwege
- keine weitere AVT
- Kern
- lange Fließwege
- zusätzliche AVT
L=20,8µH (w=250µm,
d=300µm)
- Kern
- zusätzliche AVT
- Prägewülste
- max. 56,5 Windungen Æ
L=98,251µH (w=150µm,
d=100µm)
- Kern
- zusätzliche AVT
2K-MID
L=98,251µH (w=150µm,
d=100µm)
- 8 Kondensatorplatten
- Kern
-keine weitere AVT
LDS
- Prägewülste
- kein Kern
- hohe Güte
- zusätzliche AVT
- Prägewülste
L=20,8µH (w=250µm,
d=300µm)
- Kern
- zusätzliche AVT
- Prägewülste
- kein Kern
- hohe Güte
- zusätzliche AVT
L=20,8µH (w=250µm,
d=300µm)
- Kern
- zusätzliche AVT
- Prägewülste
- Kern
- lange Fließwege
- zusätzliche AVT
L=98,251µH (w=150µm,
d=100µm)
- Kern
- zusätzliche AVT
L=98,251µH (w=150µm,
d=100µm)
- Kern
- zusätzliche AVT
- Prägewülste
- Kern
- lange Fließwege
-zusätzliche AVT
- Prägewülste
Stanzgitter
Heißprägen
Kondensator
3.7.7
Kriterien f. QC
7.89
Konstruktion eines integrierbaren Sensors
3.7.7.1 Konzepte für Aufbau- und Verbindungstechnik
In Tabelle 43 wurden mögliche Technologiekombinationen für eine Realisierung einer Spule und eines
Kondensators gegenüber gestellt. Grün hinterlegt sind die Kombinationen, die aufgrund ihrer
Eigenschaften besonders interessant und geeignet erscheinen.
Tabelle 43: Mögliche Technologiekombinationen.
Durch Wahl einer Technologiekombination konnten nun verschiedene Design-Konzepte für den
Montagesensor entwickelt werden. Nachfolgend werden einige Varianten vorgestellt, die zusammen
mit dem Projektpartner A. Raymond erarbeitet wurden.
3.7.7.2 Variante 3B
Die Variante 3B in Abbildung 181 zeigt eine Kombination aus einem Kondensator in LPKF-LDSTechnik und einer direkt auf das Kupplungsgehäuse aufgewickelten Spule. Der Kondensator ist
stirnseitig angeordnet und besitzt einen um die Kupplung laufenden Anschluss für die Spule. Die
Spule kann damit bedarfsgerecht aufgewickelt und kontaktiert werden. Toleranzen der Kapazität
lassen sich damit während der Fertigung durch Anpassen der Windungszahl der Spule ausgleichen.
Ein Federring bildet das Dielektrikum, wodurch die Kapazität des Kondensators während des
Verrastvorgangs verändert wird und sich die Resonanzfrequenz des Schwingkreises ändert.
Abbildung 181: Kombination aus LDS-Kondensator und gewickelter Spule.
3.7.7.3 Variante 3D
Die Variante 3D ist ähnlich aufgebaut wie die Variante 3B. Der Kondensator ist jedoch in
Stanzgittertechnik realisiert, was sich bei hohen Stückzahlen kostengünstiger darstellt. Ein
umlaufender Kontakt ist bei dieser Variante zunächst nicht vorgesehen, kann aber grundsätzlich auch
integriert werden.
181
Abbildung 182: Kombination aus Kondensator in Stanzgittertechnik und gewickelter Spule.
3.7.7.4 Variante 3F
Bei der Variante 3F ist der Montagesensor ein separat auf die Kupplung aufsteckbares Bauteil. Der
Kondensator wird von einem metallbeschichteten Kunststoffplättchen in LPKF-LDS-Technik gebildet.
Ein Kunststoffbauteil bildet zusammen mit dem Kondensatorplättchen den Wickelraum der Spule, die
über Kontaktpads mit dem Kondensator elektrisch verbunden wird. Abbildung 183 zeigt den
Montagesensor nach Variante 3F in seinen Einzelteilen und dem Zusammenbau. Weiterhin sind die
Verrastung und der schematische Kraft-Weg-Verlauf beim Stecken der Kupplung dargestellt.
Abbildung 183: Montagesensor als Aufclipteil auf die Kupplung.
182
3.7.7.5 Aufbau der Variante 3F
Als erste potentielle Lösung wurde die Variante 3F favorisiert und aufgebaut. Mit Hilfe der LPKF-LDSTechnik wurden gefräste Plättchen aus Polyamid BASF Ultramid T 4381 LDS mit einer
Kondensatorstruktur versehen. Diese wurden mit Kunststoffteilen verklebt, welche im SLS Rapid–
Prototyping-Verfahren hergestellt wurden. Anschließend erfolgte das Aufwickeln und elektrische
Kontaktieren der Spule mit der Kondensatorstruktur. Abbildung 184 zeigt das aufgebaute
Funktionsmuster mit seinen Einzelteilen.
Abbildung 184: Funktionsmuster der Variante 3F „aufclipbarer Montagesensor“.
Es zeigte sich, dass die erwarteten Kapazitätsänderungen der Kondensatorplättchen kleiner ausfallen
als über die Simulation berechnet. In Tabelle 44 sind die wichtigsten Parameter gegenüber gestellt.
Darüber hinaus konnte bei der Bestimmung der Resonanzfrequenz und den Parametern für die Güte
am Impedanz-Messplatz gezeigt werden, dass in der bisherigen Auslegung parasitäre Effekte
unterschätzt wurden, welche sich gemäß den Messungen sehr negativ auf Resonanzfrequenz und
Güte des Schwingkreises auswirken. Je nach Spulengeometrie bildet sich eine unterschiedlich große
parasitäre Kapazität aus. Zusammen mit dem eigentlichen Kondensator ergibt sich eine
Parallelschaltung, so dass sich beide Kapazitäten addieren und sich die Resonanzfrequenz verringert.
Dieser Sachverhalt konnte mit dem Aufbau verschiedenster Spulengeometrien experimentell verifiziert
werden.
Bei den avisierten Frequenzen spielen zusätzlich noch der „Skin-Effekt“ und der sogenannte
„Proximity-Effekt“ eine Rolle. Beim Skin Effekt wird der Strom mit zunehmender Frequenz immer mehr
an die Leiterbahnoberfläche verdrängt. Beim Proximity-Effekt spielt die Wirkung der
Stromeinschnürung oder Stromverdrängung durch Wirbelstrombildung zwischen zwei eng
benachbarten Leitern unter dem Einfluss von Wechselströmen eine entscheidende Rolle. Beide
Effekte wirken sich deutlich negativ auf die Güte des Schwingkreises aus.
So konnte für das aufgebaute Funktionsmuster des Montagesensors nur eine Güte des
Schwingkreises von etwa Q = 18 ermittelt werden. Eine Detektion mit dem kommerziellen EASSystem ist jedoch erst ab einer Güte von Q = 60 bis 80 möglich. Ziel neuer Realisierungsvarianten
muss es daher sein, einen Schwingkreis mit einer Güte von Q > 60 aufzubauen, um den
183
Montagesensor auch zuverlässig detektieren zu können. Entsprechende Konzepte zur Verbesserung
der Güte in Kombination mit einer sinnvollen Aufbautechnik wurden erarbeitet.
Tabelle 44: Übersicht der tatsächlichen und simulierten Kapazitäten.
Anzahl der
Elektroden
2
3
4
6
Bauteilnummer
Schichtaufbau
071212/1-1
071212/1-2
071212/1-3
071212/1-4
071212/1-5
071212/1-6
071212/2-1
071212/2-2
071212/2-3
071212/2-4
071212/2-5
071212/2-6
071212/3-1
071212/3-2
071212/3-3
071212/3-4
071212/3-5
071212/3-6
071212/4-1
071212/4-2
071212/4-3
071212/4-4
071212/4-5
071212/4-6
Cu
Cu
Cu
Cu/Ni/Au
Cu/Ni/Au
Cu/Ni/Au
Cu
Cu
Cu
Cu/Ni/Au
Cu/Ni/Au
Cu/Ni/Au
Cu
Cu
Cu
Cu/Ni/Au
Cu/Ni/Au
Cu/Ni/Au
Cu
Cu
Cu
Cu/Ni/Au
Cu/Ni/Au
Cu/Ni/Au
Gemessene Kapazität Kupplung
geöffnet
geschlossen
4,7 pF
4,7 pF
4,7 pF
4,7 – 4,8 pF
4,8 pF
4,8 pF
7,8 pF
7,8 pF
7,8 pF
8,0 pF
8,1 pF
8,0 – 8,1 pF
10,0 – 10,1 pF
10,0 – 10,1 pF
10,1 – 10,2 pF
10,4 pF
10,4 – 10,5 pF
10,4 – 10,5 pF
14,1 pF
14,0 – 14,1 pF
14,0 pF
14,5 pF
14,6 pF
14,6 pF
5,8 pF
5,6 pF
5,7 pF
(zerstört)
5,9 pF
(bei Raymond)
9,4 pF
9,3 pF
9,3 pF
9,2 pF
9,4 pF
9,6 pF
11,6 pF
11,5 pF
11,8 pF
12,2 pF
12,3 pF
12,1 pF
15,8 pF
15,6 pF
15,3 pF
16,3 pF
16,5 pF
16,3 pF
Simulierte Kapazität Kupplung
geöffnet
geschlossen
4,082 pF
6,085 pF
6,272 pF
9,909 pF
8,477 pF
13,268 pF
Nicht simuliert
Nicht simuliert
Um die Wirbelstromverluste als eindeutige Ursache nachzuweisen, wurden die Ringelektroden an
einer Stelle unterbrochen und die Messungen der Güte erneut durchgeführt. Es konnte gezeigt
werden, dass die Güte durch diese Maßnahme deutlich gesteigert werden kann.
Abbildung 185: Wirbelstromoptimiertes Kondensatordesign mit konstanter Leiterbahnbreite
(links) und konstantem Isolationsabstand (rechts).
Es wurde darauf basierend ein hinsichtlich Wirbelströme optimiertes Design für den Oberflächenkondensator erstellt. Dieses besteht aus zwei Kammelektrodenstrukturen die ineinander greifen. In der
184
Abbildung 185 sind Kondensatoren als Entwürfe mit konstanter Leiterbahnbreite bzw. konstantem
Isolationsabstand dargestellt.
Für derartige radial angeordnete Kammelektrodenstrukturen existieren keine mathematischen
Berechnungsmodelle zur Ermittlung der Kapazität. Bekannt sind lediglich mathematische Modelle für
geradlinig verlaufende Kammstrukturen mit konstanter Leiterbahnbreite und konstantem
Isolationsabstand, basierend auf elliptischen Integralen [8]. Wie in Abbildung 185 jedoch zu erkennen
ist, sind bei radial angeordneten Kammstrukturen entweder der Isolationsabstand oder die Leiterbahn
eines einzelnen Fingers keilförmig, so dass mit diesen Modellen höchstens eine Abschätzung der
Kapazität erfolgen kann.
Um die Kapazität annäherungsweise abzuschätzen, sind im Folgenden die Formeln zur Berechnung
einer streng parallelen Kondensatorelementarzelle aufgeführt.
Der Oberflächenkondensator bildet das sensitive Element des Montagesensors. Er ist in einer
abgewandelten Form eines planaren Interdigitalkondensators (IDC) ausgeführt, beispielsweise mit
konstantem Isolationsabstand zwischen den Leiterbahnen. Die Leiterbahnen des Kondensators selbst
sind konisch.
Stark vereinfacht kann eine solche Struktur als symmetrische Einheitszelle [9] betrachtet und die
Leiterbahnen mit konstanter Leiterbahnbreite angenähert werden. Abbildung 186 zeigt eine solche
Einheitszelle.
Damit ergibt sich die Kapazität der IDC zu:
C IDC = CUC ⋅ ( N UC − 1) ⋅ l
(1)
mit der Kapazität einer Einheitszelle CUC, der Anzahl der Einheitszellen NUC und der Länge l der
Elektroden.
Eine solche Einheitszelle besteht aus drei Kondensatoren, deren Gesamtkapazität durch die Summe
aller drei Einzelkondensatoren gebildet wird
CUC = C1 + C 2 + C 3
.
(2)
Zwischen zwei benachbarten Leiterbahnen bildet sich ein Kondensator C3 aus, der sich nach der
bekannten Formel für einen Plattenkondensator berechnen lässt:
C3 = ε 0ε 3
h
d
(3)
mit ε3 = 1 als Dielektrizitätskonstante von Luft, der Dicke h der Leiterbahn und dem
Elektrodenabstand d.
Es bildet sich weiterhin ein Oberflächenkondensator C1 mit in das Trägersubstrat weisenden
Feldlinien aus sowie ein Kondensator C2 mit Feldlinien, die in den freien Raum weisen.
Diese beiden Kondensatoren C1 und C2 lassen sich unter Verwendung eines vollständigen
elliptischen Integrals erster Ordnung durch eine konforme Abbildung der beiden Teilflächen mit den
Dielektrizitätskonstanten ε1 und ε2 in zwei Plattenkondensatoren transformieren:
185
⎡
K⎢
(ε + ε 2 ) ⎢⎣
C1 + C 2 = ε 0 1
2
⎛ ⎛ d ⎞2 ⎞ ⎤
⎜1 − ⎜ ⎟ ⎟ ⎥
⎜ ⎝ b ⎠ ⎟⎥
⎝
⎠⎦
⎡d ⎤
K⎢ ⎥
⎣b⎦
(4)
Dabei ist d der Elektrodenabstand und b die Breite der Einheitszelle.
Ist die fluidische Schnellkupplung geöffnet, so entspricht ε1 der Dielektrizitätskonstanten von Luft.
Wird der Sensor geschlossen, so befindet sich im Raum über C1 der Kunststoff der Steckereinheit
und dessen höhere Dielektrizitätskonstante ist für ε1 einzusetzen. Für ε2 ist die
Dielektrizitätskonstante des Sensorsubstrates zu verwenden.
Aus den dargestellten Zusammenhängen wird deutlich, dass nur C1 als sensitiver Anteil des
Oberflächenkondensators zur Frequenzänderung beiträgt.
Abbildung 186: Vereinfachte Einheitszelle der Interdigitalstruktur.
Daher sollte die Kapazität der Kondensatoren C2 und C3 möglichst minimiert werden. Bei C3 kann
dies durch Verkleinerung der Strukturhöhe erreicht werden.
FEM-Simulationen der Struktur führten leider nicht zu sinnvollen Werten der Kapazität. Deshalb wurde
die Kapazität experimentell durch Vermessen ermittelt und in nachfolgenden Layouts iterativ über den
prozentualen Flächenzuwachs abgeschätzt.
Es konnte gezeigt werden, dass ein auf dieser Grundlage aufgebauter Montagesensor grundsätzlich
funktioniert. Jedoch kann aufgrund der verhältnismäßig kleinen Spulenfläche nur ein geringes Signal
detektiert werden, da die von den Spulenwindungen aufgespannte Fläche direkt in die Signalstärke
am Detektionssystem eingeht. Darüber hinaus musste mit einer extern angeschlossen diskreten
zusätzlichen Festkapazität gearbeitet werden, um die Resonanzfrequenz in den gewünschten
Frequenzbereich zu verschieben.
Zeitgleich wurde in einer weiteren Variante 3G versucht, den Oberflächenkondensator und die Spule
vollständig in einem beidseitig strukturierten Kunststoffplättchen abzubilden. Hierzu wurde eine
planare Spule auf der Ober- und der Unterseite eines Kunststoffsubstrates mit der LPKF-LDS-Technik
aufgebracht. Die Spule auf der Oberseite liegt dabei stromrichtig zur Spule auf der Unterseite und ist
über Durchkontaktierungen am inneren Spulenende verbunden. Das äußere Spulenende auf der
Unterseite bildet zusammen mit der letzten Windung auf der Oberseite über eine weitere
Durchkontaktierung einen Kondensator. Dieselbe Anordnung findet sich für das Spulenende auf der
Oberseite mit der letzten Windung der Spule auf der Unterseite. Im Ergebnis erhält man mit nur drei
Durchkontaktierungen eine Reihenschaltung zweier Spulen, deren Enden zusammen zwei parallel
186
geschaltete Kondensatoren
Ersatzschaltbild.
bilden.
Diesen
Zusammenhang
zeigt
die
Abbildung
187
im
Abbildung 187: Ersatzschaltbild der Variante 3G.
Um die Kapazität des Kondensators noch zu erhöhen, wurde in zwei weiteren Versionen die Spule um
Windungen gekürzt und stattdessen der Kondensator jeweils um parallel geschaltete Elektroden
erweitert. In der Abbildung 188 sind die verschiedenen Versionen der V3G dargestellt.
Abbildung 188: Verschieden Versionen der Variante 3G.
Um den ohmschen Widerstand der Anordnung zu verringern, wurden die Leiterbahnen der
Montagesensoren nach der chemischen Metallisierung in einem galvanischen Kupferbad weiter
verstärkt. Abbildung 189 zeigt den Montagesensor sowie die modifizierte Schnellkupplung.
Abbildung 189: Modifizierte fluidische Schnellkupplung mit Montagesensor V3G.
187
In den anschließenden Messungen zeigte sich, dass durch die Anordnung und die eng beieinander
liegenden Spulenwindungen eine hohe Kapazität erreicht wird. Es wurde jedoch auch festgestellt,
dass sich die dielektrischen Verluste des Kondensators auf dem Kunststoffsubstrat negativ auf die
Güte des Schwingkreises auswirken.
Bei allen drei Versionen wurde der avisierte Frequenzbereich getroffen, es konnte jedoch keine
wesentliche Änderung der Kapazität durch Auflegen eines Dielektrikums festgestellt werden, so dass
sich diese Anordnung als nicht zweckmäßig erwies.
Der Nachweis, dass der dielektrische Verlust durch den auf Kunststoff realisierten Kondensator
zurückzuführen ist, konnte dadurch erbracht werden, dass der Kondensator am Layout entfernt und
durch eine Festkapazität aus Keramik ersetzt wurde. Abbildung 190 zeigt den um die Festkapazität
modifizierten Sensor. So konnte aus der Variante V3G ein Schwingkreis von sehr hoher Güte und
deutlich gesteigerter Signalstärke gewonnen werden.
Ferner konnte gezeigt werden, dass die äußeren Windungen der planaren Spule deutlich stärker in
die Induktivität eingehen als die inneren Windungen. Es konnte der Nachweis erbracht werden, dass
eine Spule mit großer aufgespannter Fläche für ein stärkeres Signal im Lesesystem sorgt, als eine
Spule gleicher Induktivität und kleineren Windungen. Ziel muss es daher sein, eine Spule mit
möglichst großer aufgespannter Fläche zu realisieren.
Abbildung 190: Modifizierter Sensor mit Keramik-Festkapazität.
Für die Berechnung von spiralförmigen Planarspulen finden sich in der Literatur verschiedene
Berechnungsvorschriften. Eine der hier verwendeten soll kurz vorgestellt werden.
Auf der Rückseite des Montagesensors befindet sich eine spiralförmige Planarspule, deren Induktivität
sich über die Beziehung:
5
3
L = 0.126 ⋅ a ⋅ n ⋅ log 8
a
c
(6)
berechnen lässt, wobei n der Anzahl der Windungen entspricht und die Parameter a bzw. c wie folgt
definiert sind:
188
a=
AD + ID
4
(in Inch)
(7)
c=
AD − ID
4
(in Inch)
(8)
ID entspricht dabei dem Innen- und AD dem Außendurchmesser der Spule, wie dies in der
Schemadarstellung von Abbildung 191 verdeutlicht ist.
Abbildung 191: Spiralförmige Planarspule.
Um die Erkenntnisse aus der Variante 3F mit den Erkenntnissen aus der Variante 3G zu vereinen,
wurde das Sensorlayout komplett überarbeitet. So entstand die modifizierte Variante V3G-5, die eine
großflächige planare Spule mit einem wirbelstromoptimierten Oberflächenkondensator-Design zu
einem Sensorelement verbindet. Abbildung 192 zeigt die Variante V3G-5.
Abbildung 192: Variante 3G-5, mit großflächer, planarer Spule und wirbelstromoptimiertem
Kondensatordesign.
Nach der Metallisierung der laserstrukturierten Bereiche wurde die Kondensatorseite abgedeckt und
nur die Spule galvanisch nachverstärkt, um einen geringen ohmschen Widerstand zu realisieren. In
vorangegangenen Untersuchungen konnte bereits verifiziert werden, dass eine Erhöhung der
Schichtdicke an der Kondensatorstruktur zu einer Erhöhung der Kapazität der Struktur führte. Diese
vergrößerte Kapazität in Form eines Parallelplattenkondensators zwischen zwei Elektroden durch die
Dicke der Leiterbahn, trägt jedoch nicht zur Kapazitätsänderung bei. Zusätzlich sind diesem der
189
Oberflächenkondensator, dessen Feldlinien aus der Kondensatorebene hinausragen sowie ein
Oberflächenkondensator, dessen Feldlinien in das Substrat hineinreichen, parallel geschaltet. Nur der
frei liegende Anteil des Oberflächenkondensators wirkt beim Auflegen eines Dielektrikums. Der
Einfluss eines aufgelegten Dielektrikums wird deshalb umso kleiner, je größer die Schichtdicke der
Kondensatorstruktur ist. Der Anteil der Parallelplattenkapazität bleibt unbeeinflusst, ebenso wie der
Anteil des Oberflächenkondensators zur Substratseite hin.
Ziel muss es daher sein, die Schichtdicke des Oberflächenkondensators so dünn wie möglich zu
gestalten, um den Anteil des nicht beeinflussbaren Parallelplattenkondensators zu minimieren und das
Maximum an Kapazitätsänderung zu erhalten.
Mit dem so aufgebauten Sensorelement wurden deutlich bessere Güten erreicht, jedoch reichte die in
Form eines Oberflächenkondensators realisierte Kapazität nicht aus, um zusammen mit der planaren
Spule bereits den avisierten Frequenzbereich zu treffen.
In einer weiteren Version des Montagesensors wurde daher die Möglichkeit geschaffen, die
Resonanzfrequenz mittels Festkapazitäten im SMD-Package einzustellen. Hierzu wurden auf der
Spulenseite Pads für die Montage von Festkapazitäten vorgesehen. Die Spulenseite wurde, wie auch
schon in der vorherigen Version, galvanisch nachverstärkt. Abbildung 193 zeigt das überarbeitete
Layout mit SMD-Festkapazitäten
Abbildung 193: Überarbeitetes Layout mit Kondensatoren im SMD-Package.
Ein erstes Layout mit gegenläufigen Zuführungen zu den Festkapazitäten wirkte sich negativ auf das
Signal des Sensors aus, sodass eine erneute Überarbeitung des Layouts notwendig wurde.
Weiterhin erwies sich die umlaufende Zuleitung zu den einzelnen Fingern der Kondensatorstruktur als
kritisch, da diese als Widerstand und damit als ohmsche Verluste in die Güte des Schwingkreises
eingingen. Zudem musste die Frage geklärt werden, ob es eine Rolle spielt an welcher Stelle der
Kondensator an die Spule ankontaktiert ist.
Grundsätzlich gibt es hierfür mehrere Lösungsansätze. Zum Einen können beide Kammstrukturen am
gleichen Ende angeschlossen und damit parallel zueinander oder an den sich gegenüberliegenden
Enden und damit gegenläufig zueinander verlaufen. Spielt die Ankontaktierung keine Rolle, so kann
der Kondensator an einer beliebigen Stelle kontaktiert werden.
Die beiden genannten Fälle wurden mit Hilfe zweier weiterer Layouts untersucht. Diese sind in
Abbildung 194 zusammen mit den elektrischen Ersatzschaltbildern dargestellt. Die Kondensatorzuleitungen sind in beiden Varianten nun deutlich breiter ausgeführt.
190
Abbildung 194: Überarbeitete Layouts unter Berücksichtigung aller Effekte.
Nach der Realisierung der beiden Layouts in MID-Technik auf Kunststoffplättchen wurden Messungen
durchgeführt und die Sensoren mittels aufgelöteter Festkapazität auf die gewünschte Resonanzfrequenz getrimmt. Es zeigte sich, dass sowohl die Güte als auch die Änderung der
Resonanzfrequenz in einem akzeptablen Bereich lagen. Das in Abbildung 202 dargestellte untere
Layout, mit gegenläufig verlaufenden Elektroden, stellte sich als besonders geeignet heraus. Es war
hier eine größere Güte, eine größere Kapazität und eine größere Kapazitätsänderung zu verzeichnen.
Ein erstes vollständiges Muster dieses Montagesensors wurde deshalb auf die fluidische
Schnellkupplung adaptiert. Hierzu wurde eine Serienkupplung um ein Sensoraufnahmeelement
erweitert und der Sensor samt Layout an die Abmessungen angepasst. Der Entwurf ist in Abbildung
195 gezeigt. Das Einsteckteil der Schnellkupplung wurde um einen „Teller“ erweitert, der bei der
Verrastung des Einsteckteils in der Kupplung auf der Kondensatoroberfläche aufliegt und als
Dielektrikum wirkt. Dadurch werden die Kapazität und damit die Resonanzfrequenz des Schwingkreises geändert.
Die Kapazität des Kondensators ist zunächst eine Funktion des Abstandes des Dielektrikums von der
Kondensatoroberfläche. Um eineindeutige Montagezustände zu erzeugen, wurde das Sensoraufnahmeelement derart ausgebildet, dass bei korrekter Montage die Kapazität und damit die
Resonanzfrequenz definiert verändert wird. Dies wird durch einen federnd gelagerten Montagesensor
erreicht, der das für die Verrastung des Einsteckteils notwendige Spiel ausgleicht.
191
Abbildung 195: Entwurf der fluidischen Schnellkupplung mit Sensoraufnahmeelement und
Montagesensor.
Der so entworfene Sensor wurde in verschiedenen Technologien realisiert. Abbildung 196 zeigt
Montagesensoren in beiden umgesetzten Technologievarianten. Es kam wiederum die LPKF-LDS
MID-Technologie zum Einsatz, wobei die Spulenseite zusätzlich galvanisch nachverstärkt wurde.
Weiterhin wurde der Sensor parallel in einer speziellen 2-Lagen-Leiterplattentechnik mit 10µm
Kupferauflage auf der Kondensatorseite und 70µm Kupferauflage auf der Spulenseite gefertigt. Als
Basismaterial für die Leiterplattenvariante diente gewöhnliches FR4.
Abbildung 196: Montagesensor in Leiterplatten-Technik (links) und LPKF-LDS-Technik
(rechts).
Zusätzliche Leiterplattenmuster zur Verifikation des Layouts in 35/35µm Kupfer auf beiden Seiten
bestätigten die Auswirkung der Schichtdicke auf die Kondensatorstruktur. Ihre Güten und
Kapazitätsänderungen fielen erwartungsgemäß geringer aus.
In Abbildung 197 sind die Einzelteile der fluidischen Schnellkupplung mit Montagesensor gezeigt.
192
Abbildung 197: Einzelteile einer fluidischen Schnellkupplung mit Montagesensor.
Die fluidische Schnellkupplung samt Montagesensor ist in Abbildung 198 gezeigt und musste in
zahlreichen Messungen ihre Funktion unter Beweis stellen. Dazu wurde sie unter Anderem in einem
konventionellen KFZ-Tank aus Kunststoff mit Pumpe vormontiert, der Tank in das um einen
verschiebbaren Kunststoffwagen erweiterte Detektionssystem platziert und die Resonanzfrequenz
drahtlos ausgelesen. Anschließend wurde die Kupplung geschlossen und die Resonanzfrequenz
erneut ausgelesen.
Abbildung 198: Fluidische Schnellkupplung mit Montagesensor.
193
Abbildung 199: Detektionssystem mit Kunststofftank (li.), Schnellkupplung im Tank (re.).
Prinzip bedingt haben metallische Objekte in der Nähe der Spulenoberfläche einen negativen Einfluss
auf die Funktion des Schwingkreises. Ein Einfluss der auch aus metallischen Bauteilen bestehenden
Pumpe im Tank auf die Detektierbarkeit des Montagesensors im Tank konnte experimentell nicht
nachgewiesen werden.
In Abbildung 200 sind die Ergebnisse einer solchen In-Tank-Messung dargestellt. Deutlich zu
erkennen ist, dass sich die Resonanzfrequenz des Montagesensors der Schnellkupplung 1 durch das
Schließen der Schnellkupplung verändert hat und beide Zustände eindeutig voneinander zu
unterscheiden sind.
„Offene“ Schnellkupplung 1
„Geschlossene“ Schnellkupplung 1
Abbildung 200: Messungen bei „offener“ und „geschlossener“ Schnellkupplung.
194
3.7.7.6 Bi-Stage Montagesensor
Die oben dargestellten Sensorscheiben sind hinsichtlich möglicher Verschmutzung durch Staub oder
Feuchtigkeit getestet worden. Dabei bestätigte sich der zu erwartende starke Einfluss von Feuchtigkeit
auf der Kondensatorscheibe. Da für den Anwendungsfall eines Verbauens des Sensors im
Tankpackage oder an Kupplungen am Fahrzeugunterboden grundsätzlich das Einwirken von
Feuchtigkeit (z.B. Spritzwasser) nicht vollständig auszuschließen ist, wurden in weiterführenden
Designstudien auch hybride Aufbautechniken mit Festkapazitäten und gewickelter Spulen sowie in
Folienaufbautechnik untersucht. Abbildung 201 zeigt eine Anordnung eines „Bi-Stage“
Montagesensors.
Abbildung 201: Bi-Stage Montagesensor. Kunststoffaufnahmeclip als Trägerelement für eine
gewickelte Spule (links). Baugruppe mit Federhülse und Spulenträger (rechts)
Dabei wird während der Steckermontage die Sensorhülse in Fügerichtung soweit verschoben, bis ein
elektrischer Kontakt geschlossen wird. Dazu besitzt die Sensorhülse einen elektrisch leitfähigen Steg,
der zwei Elektroden auf einer Leiterbahn kontaktiert. Wird dem LC- Schwingkreis eine weitere
Festkapazität zugeschaltet, verschiebt sich die Eigenfrequenz des LC Schwingkreis entsprechend.
Abbildung 202: Ersatzschaltbild Bi-State Montagesensor
Stecker nicht montiert
Stecker korrekt montiert
Platine
Spulenanschluss
SMD
Festkapazitäten
Der Spulendraht
kommen von unten
und wird auf der
Platine verlötet
Elektroden des
Schalters
Bewegung der
Schiebhülse
Parameter für die Spulenauslegung:
L = Länge der Spule an Achsrichtung
α
DA = Außendurchmesser
α = Winkel der Spule
Innendurchmesser der Spule wurde
festgelegt auf 25 mm
D
L
=> DA steuert dann indirekt den Drahtdurchmesser,
durch die Beziehung D Draht = 0.5 x (DA – 25)
Abbildung 203: Funktionsdetails Bi-Stage Montagesensor
196
Die Spule des LC- Schwingkreises kann durch eine 3D Wicklung weiter optimiert werden. Damit wird
die Lageabhängigkeit im Magnetfeld zwischen der Sende- und Empfangsantenne deutlich reduziert.
L = 4 mm
L = 13 mm
L = 10 mm
D A =25.8 mm
D A =25.6 mm
D A =25.8 mm
=> D Draht = 0.4 mm
=> D Draht = 0.3 mm
=> D Draht = 0.4 mm
α = 0°
α = 10°
α = 25°
Abbildung 204: Ausführungsbeispiele der inklusiven Spule
Stecker
Spule
Schnellkupplung
Haltefeder
Schieber
Abbildung 205: Zusammenbau Bi- Stage Montagesensor mit Kraftstoff- Schnellkupplung
Bei dieser Ausführungsvariante wird die Sensorhülse durch einen Schieber ersetzt, der vollständig im
Schnellkupplungsgehäuse integriert ist und direkt die Position des Kupplungssteckers abfragen kann.
Der Schieber greift dabei auf den standardisierten SAE Steckerring zu, der auch zur
Steckerverrastung genutzt wird. Von Vorteil ist dabei, das die Rastposition des Steckers genau
197
abgefragt werden kann. Der Schieber besitzt ein Kunststoff- Federelement, das beim Öffnen der
Schnellkupplung die Schieberposition in die Öffnungsposition zurücksetzen kann. Der Schieber ist
partiell metallisiert, sodass damit ebenfalls Kontakte auf einer Leiterplatte geschlossen werden.
Stecker nicht montiert
Stecker korrekt montiert
Abbildung 206: Funktionsdarstellung Schaltelement für Bi- Stage Montagesensor
SMD
Kondensatoren
Spulenanschluss
Die Drähte der Spule
kommen von unten
und werden auf die
Platine verlötet
Kontakt-Pads
Bewegungsrichtung des
Schiebers
Abbildung 207: Platine: Die Montage wird durch eine Kapazitätsänderung des Schwingkreises
detektiert
198
Die Schaltung ist in zwei
Strompfaden (blau und rot
gekennzeichnet) geteilt.
4
3
5
2
6
Falls der Stecker nicht montiert ist, ist der
blaue Teil der Schaltung offen. Die
Kapazität des Systems entsteht dann nur
aus den Festkapazitäten 3 und 4.
Falls der Stecker korrekt montiert ist,
werden die Kontakte 5 und 6, durch den
leitfähigen Nocken des Schiebers
kontaktiert.
Rote Punktlinie: Stellung des Schiebers Stecker montiert !
1
Blaue Punktlinie: Stellung des Schiebers nicht korrekt montiert !
Abbildung 208: Stromlaufpfad der Schaltplatine
3.7.7.7 Folien Montagesensor
3.7.7.7.1
Übersicht
Die Grundidee beim Folien Montagesensor besteht darin, die relativ aufwändigen
Schwingkreissysteme (MID / PCB / gewickelte Spule) durch einen Schwingkreis auf Folienbasis zu
ersetzen. Hierbei kann eine beidseitig mit Leiterstrukturen und Durchkontaktierungen versehene Folie
hinterspritzt und somit in eine Kappe integriert werden. Diese Systeme werden als Einmalartikel
entwickelt, wobei der Montagevorgang durch irreversibles Zerstören mindestens einer Leiterbahn
detektiert wird. Durch den günstigen Herstellungsprozess sowohl der Folien als auch der gesamten
Kappe ist hier ein sehr günstiger Endpreis zu erwarten.
3.7.7.7.2
Funktion
Wie die anderen hier vorgestellten Montagesensorprinzipien basiert auch dieses auf der Detektion
eines elektrischen Schwingkreises in einem EAS System. Die Detektion des Montagevorgangs erfolgt
hierbei durch Abtrennen mindestens eines elektrischen Leiters im Schwingkreis. Zwei mögliche
Konfigurationen sind hierbei denkbar:
1. digitaler Sensor:
Hierbei wird der Schwingkreis durch Zertrennen eines Leiters zerstört. Der Sensor kann
199
also im nicht montierten Zustand im System detektiert werden, sobald der QC
geschlossen wurde ist die Detektion nicht mehr möglich. Für diesen Sensor kann ein
Schwingkreis sehr einfach aus einem Kondensator und einer Spule aufgebaut werden.
2. bistate Sensor:
Beim bistate Sensor werden zwei unterschiedliche Kondensatoren verwendet. Im nicht
montierten Zustand bilden die beiden Kondensatoren eine Parallelschaltung, sodass sich
deren Kapazitäten addieren. Durch den Montagevorgang wird einer der beiden
Kondensatoren abgetrennt, sodass sich die die Gesamtkapazität des Schwingkreises und
somit die Resonanzfrequenz ändert.
3.7.7.7.3
Design
Der Montagesensor wird als Sensorkappe entwickelt, die dann auf Schnellkupplungen aufgeclipst
werden kann und somit deren Montagezustand überwacht. Beim Gehäusedesign werden derzeit zwei
Varianten verfolgt, die sich insbesondere in der Komplexität der Herstellung und im Schaltpunkt
unterscheiden. Die erste Variante sieht einen recht frühen Schaltvorgang des Sensors vor, der es
aber ermöglicht die Folie und damit die Leiterstrukturen in planarem Zustand zu hinterspritzen. Die
zweite Variante hat den Schaltvorgang deutlich näher am Rastpunkt der Kupplung, dies erfordert aber
eine 3D-Umformung der Folie, was derzeit auf Machbarkeit untersucht wird.
Abbildung 209: Planare Folie
Das Bild rechts zeigt das Taglayout für den Sensor mit planarer Folie. Der große, runde
Plattenkondensator im Mittelpunkt der Planarspule stellt die Hauptkapazität des Schwingkreises dar.
Außerhalb der Spule befindet sich der kleine Parallelkondensator, der durch das Durchtrennen der
Leiterschleife vom System abgetrennt wird. Dieser Folientag wird durch Hinterspritzen in eine Kappe
integriert, die auf die Schnellkupplung aufgeclipst werden kann. Besonderes Augenmerk hierbei gilt
der Trägerstruktur links, die ein Beschädigen der Spule und des Plattenkondensators verhindern
muss.
200
Abbildung 210: Folienträger mit Antenne (links) und Montagedetektor (rechts)
Die abzutrennende Leiterschleife wird durch einen Kunststoffring verstärkt. Die Anbindung dieses
Ringes an die Kappenstruktur weist auf beiden Seiten Sollbruchstellen auf, an denen der Ring und die
Leiterschleife beim Einführen des Steckers abreißen und somit den kleinen Kondensator vom
Schwingkreis abtrennen.
Abbildung 211: Zusammenbau Folien- Montagesensor mit Kraftstoff- Schnellkupplung
Für die 3D-geformte Folie wurde ein etwas anderes Layout gewählt, was insbesondere mit der
gewünschten Bruchstelle der Leiterbahn zusammenhängt. Im Bild rechts ist ein Konzeptentwurf
dieses Designs dargestellt, bei dem das elektrische System allerdings noch nicht fertig ausgelegt ist.
Das grundsätzliche Funktionsprinzip ist wie beim planaren Sensor, auch hier wird eine
Parallelschaltung zweier Kondensatoren verwendet, bei denen der außen liegende durch Auftrennen
der Leiterschleife abgetrennt wird. Die Leiterschleife ist in diesem Design allerdings deutlich kleiner
gewählt und folgt der Kontur der Sensorkappe.
201
Abbildung 212: 3D geformte Folie
Dadurch gelangt die Leiterschleife näher an den Rastpunkt.
Abbildung 213: Anordnung des Montagesensors im Kunststoffträgerteil
Wird nun der Stecker in die Kupplung eingeführt, so drückt der Rastring des Steckers auf die Säulen
neben der Leiterschleife. Durch die Formgebung der Kappe wird der Leiter somit durchtrennt und die
Bruchstelle aufgehalten, sodass es nicht zufällig zum erneuten Kontakt kommen kann.
202
Abbildung 214: Funktionsdarstellung Folien- Montagesensor
3.7.7.7.4
Prozesse
Die Sensorkappe besteht aus einem Folientag, also einer Folie auf die die leitfähigen Strukturen
aufgebracht sind, der fest in einen Kunststoffträger eingebettet wird.
Bei der Beschreibung der Prozesse müssen wir also unterscheiden zwischen der Herstellung des
Folientags und der Sensorkappe selbst. Der Tag wird in Zusammenarbeit mit der LEONHARD KURZ
Stiftung & Co. KG entwickelt und hergestellt. Die am weitesten verbreitete Methode zur Herstellung
von Folientags ist das Beschichten einer Folie mit Kupfer und daran anschließend das selektive
Freiätzen der Leiterstrukturen. Um qualitativ hochwertigere Leiterbahnen und Durchkontaktierungen
zu erzeugen wurde von der Fa KURZ ein eigener Herstellungsprozess entwickelt. Bei diesem Prozess
werden die Leiterstrukturen und Durchkontaktierungen direkt durch eine selektive Galvanik erzeugt,
was eine höhere Flexibilität in der Höhe der Kupferschicht zur Folge hat. Dadurch können
Leiterbahnen hergestellt werden, die in ihren elektrischen Eigenschaften Bulk-Kupfer sehr nahe
kommen. Somit können Schwingkreise hoher Güte hergestellt werden, was höhere Lesereichweiten
ermöglicht. Ein weiterer Vorteil dieser Technologie sind mechanisch recht belastbare Leiterbahnen
und Durchkontaktierungen, was das Hinterspritzen dieser Strukturen ermöglicht und eine hohe
Zuverlässigkeit garantiert. Da dieser Prozess im Rolle-zu-Rolle Verfahren durchgeführt wird sind
zudem sehr günstige Stückkosten erzielbar.
Die so hergestellte Folie wird im nächsten Prozess in einem In-Mould-Labelling Verfahren
hinterspritzt. Das In-Mould-Labelling ist ein Verfahren, das insbesondere in der Verpackungsindustrie
und bei der Herstellung qualitativ hochwertiger Kunststoffoberflächen, z.B. im Automobilinterieur und
im Bereich der Consumer Electronics eingesetzt wird. Bei diesem Verfahren werden mit einem Dekor
203
versehene und auf Form ausgestanzte Folien von einem Handling in das geöffnete
Spritzgusswerkzeug eingelegt und dort mittels elektrostatischer Anziehung oder mittels eines
Unterdrucks fixiert. Dann wird das Werkzeug geschlossen und in einem Spritzgussprozess gefüllt. Bei
diesem Spritzgussprozess wird die Folie dauerhaft mit dem Kunststoffkörper verbunden.
Während In-Mould-Labelling mit Dekorfolien bereits häufig und prozesssicher eingesetzt wird, sind
Anwendungen bei denen mit Leiterstrukturen versehene Folien hinterspritzt werden bislang noch in
der Entwicklung. Mögliche Problempunkte hierbei sind:
•
•
•
3.7.7.7.5
Stabilität der Leiterbahnen
Bislang ist noch unklar, ob die Leiterbahnstruktur nach dem Spritzguss erhalten bleibt,
oder ob sich Verschiebungen ergeben, die dann evtl. zu Kurzschlüssen führen
können.
Stabilität der Durchkontaktierungen
Auch bei den Durchkontaktierungen ist bisher nicht klar, ob diese die harten
Bedingungen im Spritzgussprozess unbeschadet überstehen.
Abstand der Plattenkondensatoren
Am kritischsten zu bewerten sind die Plattenkondensatoren. Da die Dicke des
Dielektrikums einen großen Einfluss auf die Kapazität des Kondensators hat muss
verhindert werden, dass diese sich beim Hinterspritzen ändert. Falls die Herstellung
dieser Plattenkondensatoren nicht prozesssicher möglich ist, wäre es auch denkbar
entweder diskrete Kondensatorbauelemente oder eine planare Kondensatorstruktur
zu verwenden. Dies würde aber entweder die Kosten (diskrete Bauelemente) oder
den Platzbedarf (planare Kondensatorstruktur) deutlich negativ beeinflussen.
Materialien
Mehrere Faktoren müssen bei der Materialauswahl berücksichtigt werden. So muss das verwendete
Kappenmaterial natürlich die Anforderungen der Fahrzeugindustrie bezüglich der Medien- und
Temperaturbeständigkeit erfüllen. Besonders wichtig für den In-Mould-Labelling Prozess ist, dass die
Materialien der Folie und der Kappe kompatibel sein müssen, da nur so eine stabile Verbindung
gewährleistet werden kann. Diese Kompatibilität ist gegeben, wenn dieselben Materialien für die Folie
und für den Spritzgussprozess verwendet werden. Es ist allerdings auch durchaus möglich, einen
Materialmix zu verwenden. So ist es möglich unterschiedliche Kunststoffe zu verwenden, allerdings
nur wenn zum Spritzgussmaterial kompatibles Material als Folie verfügbar ist. Ein besonders
wichtiges Kriterium ist die dielektrische Dämpfung im Material. Während in einem idealen Dielektrikum
keine Verluste durch Potentialverschiebung auftreten, stellt ein reales Dielektrikum immer auch einen
Parallelwiderstand dar, der die Güte des Schwingkreises reduziert und damit die Signalqualität und
die maximale Lesereichweite reduziert. Dieser Effekt verstärkt sich mit steigender Frequenz, sodass
er bei den hier geforderten Frequenzen um die 8 MHz nicht vernachlässigt werden darf, da aufgrund
des Leseverfahrens insbesondere die EAS-Tags eine sehr hohe Güte aufweisen müssen, um eine
ausreichende Lesedistanz zu erzielen. Eine geringe dielektrische Dämpfung weisen insbesondere
Polyethylen (PE) und Polypropylen (PP) auf. Beide Materialien sind zudem in ausreichendem Maß
beständig gegen Kraftstoffe und Temperatur, müssen jedoch noch auf ihre Tauglichkeit für den
Herstellungsprozess der Folientags untersucht werden. Eine abschließende Materialauswahl kann
deshalb erst nach weiteren Untersuchungen erfolgen.
204
3.7.7.8 Weitere Prinzipien für den Montagesensor
Neben dem im vorigen Kapitel vorgestellten Sensorkonzept wurden noch weitere Möglichkeiten für
eine Änderung der Kapazität eines Schwingkreises untersucht. Beispielsweise können durch das
Abtrennen definierter Kondensatorbereiche an einem kommerziell erhältlichen Softtag aus dem
Warensicherungsbereich auch Änderungen der Resonanzfrequenz des Schwingkreises erreicht
werden. Ein Sensor mit abtrennbarem Kondensatorbereich hat den Vorteil, eineindeutige
Signaländerungen für den Zustand „Kupplung offen“ bzw. „Kupplung geschlossen“ zu generieren. Er
besitzt damit keine abstandsabhängige Resonanzfrequenz. Außerdem könnte er als kostengünstigerer Foliensensor ausgeführt werden. Der Nachweis dieses Funktionsprinzips wird anhand von
Abbildung 215 deutlich.
Abbildung 215: Softtag mit unterschiedlich großen Kondensatorbereichen.
In der zugehörigen Messung ist am Oszilloskopbild zu erkennen, dass die Resonanzfrequenz durch
das Abtrennen definierter Kondensatorbereiche verändert werden kann und sich somit eine
Montageinformation generieren lässt. Abbildung 216 zeigt diese Messung.
Abbildung 216: Softtags mit unterschiedlich groß abgeschnittenem Kondensatorbereich und
zugehöriges Bild am Oszilloskop.
205
3.7.8
Hybride Aufbauvarianten
3.7.8.1 Kondensatorintegration in das Spritzgussteil
Das bisherige Konzept sieht vor, den Schwingkreiskondensator in das Spritzgießteil einzukleben. Um
den hiermit verbundenen Aufwand zu minimieren und gleichzeitig die Positioniergenauigkeit der Pins
zu verbessern wird untersucht, ob ein direktes Umspitzen der Kondensatoren im Spritzgießwerkzeug
eine Möglichkeit darstellt. Hierzu wurden Spritzgießversuche mit einem Prototypenwerkzeug
durchgeführt, bei denen unterschiedliche Arten von Kondensatoren auf ihre Spritzgießbeständigkeit
untersucht wurden. Der hierbei eingesetzte Kunststoff war, wie bei den anderen Prototypen auch, ein
POM-C von Ticona, wobei der gesamte Verarbeitungsbereich bezüglich Massetemperatur,
Werkzeugtemperatur und Einspritzgeschwindigkeit untersucht wurde.
Abbildung 217: Studie zum überspritzen von Kondensatoren (links: geöffnetes Werkzeug,
rechts: Spritzteile)
Die hierbei untersuchten Kondensatoren sind Keramikvielschichtkondensatoren mit NP0
Charakteristik der Hersteller Kemet (GoldMax) und AVX (SR15) mit Nennkapazität 100pF und einer
Toleranz von 5%. Die Kondensatoren wurden sowohl direkt vor und direkt nach dem
Spritzgießprozess, als auch 24 Stunden danach vermessen. Die untenstehende Grafik zeigt die
gemessenen Werte für eine Messreihe mit einem Parametersatz mit dem AVX Kondensator. Hierbei
zeigt sich durchgängig eine leichte Erhöhung der Kapazität durch den Spritzgießprozess, die der
Erwärmung des Kondensators geschuldet ist. Zwar weisen NP0 Keramiken eigentlich einen
Temperaturfaktor von 0 auf, allerdings ist dieser mit einer Toleranz von +/- 30*10-6 versehen, sodass
schon eine Erhöhung der Kondensatortemperatur um ca. 100K die Kapazitätserhöhung um ca. 0.3pF
erklären kann. Tatsächlich entspricht die 24 Stunden später gemessene Kapazität im Rahmen der
Messgenauigkeit wieder der ursprünglich gemessenen. Der Zeitraum von 24 Stunden wurde gewählt,
da nach diesem Zeitraum keine Rekristallisationseffekte mehr zu erwarten sind.
206
AVX SR15, 220° Masse, 115° Werkzeug, 40ccm/min
104
Messungen vor SG
103,5
Messungen direkt nach SG
103
Messungen nach 24h
Kapazität (pF)
102,5
102
101,5
101
100,5
100
99,5
99
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
Kondensator #
Abbildung 218: Kapazitätsmessungen vor und nach dem Überspritzen
Aufgrund dieser Ergebnisse wurde ein neues Werkzeug aufgesetzt, bei welchem der Kondensator
direkt in die Struktur mit eingespritzt wurde. Das untenstehende Bild zeigt einen ersten Prototypen aus
diesem Werkzeug, hier zeigte sich, dass der Schmelzedruck noch zu stark auf den Kondensator wirkt,
dieser wird an den Rand der Kavität gedrückt und ist somit nicht komplett vom Kunststoff
umschlossen. Die Position der Pins ist von dieser Verschiebung allerdings nicht betroffen sondern
stimmt schon bei den ersten Prototypen sehr gut mit dem Zielwert überein.
Abbildung 219: Trägerelement für die Spule mit integriertem Kondensator
207
3.7.8.2 Folienmontagesensor
Während der Aufwand einen Montagesensor in Hybridtechnik aufzubauen sicherlich als nicht
unerheblich eingestuft werden kann, sind am Markt viele EAS-Tags in Folientechnik verfügbar, die
eine kostengünstige Alternative darstellen. Der hierbei bislang verfolgte Ansatz sah vor im
Montageprozess eine Leiterbahn zu durchtrennen und hierbei einen Verstimmkondensator vom
Schwingkreis abzukoppeln. Da dieses Abtrennen als kritisch bewertet wird, wird derzeit untersucht,
inwiefern sich Konzepte realisieren lassen, bei denen ein Plattenkondensator mit variablem Abstand
als Verstimmkondensator verwendet wird, wie unten illustriert.
Abbildung 220: Designstudie Folienlabel
Sensorelement, rechts: Zusammenbau)
mit
kapazitivem
Montagesensor
(links:
Neben der konstruktiven Auslegung spielt insbesondere die richtige Materialauswahl eine große Rolle.
Der Sensortag selbst besteht als Sandwich aus einer bedruckten Substratfolie und zwei
Deckschichten. Als Substratmaterial eignet sich insbesondere PET, aufgrund ihrer guten chemischen
Beständigkeit und der guten Verfügbarkeit bieten sich Polyolefine als Deckschicht an. In ersten
Laminierversuchen konnte hier eine ausreichend gute Haftung festgestellt werden.
Im Folgenden sollte ermittelt werden, ob durch die Lagerung in FAM-B eine Beeinträchtigung der
Haftung des Laminates verursacht wurde. Hierzu wurde an einer Probe eine der Deckfolien angelöst
und die beiden Enden in eine Zugprüfmaschine eingespannt. Anschließend wurde die Deckfolie vom
verbleibenden Laminat abgezogen:
Abbildung 221: Experimentelle Bestimmung der Abzugsfestigkeit von Folienlaminaten
Hierbei ergibt sich kein nennenswerter Unterschied zwischen den Proben vor und nach der
Lagerung.
208
PP, vollflächig
9
Abriss
8
7
Kraft [N]
6
5
FAM-B, 50°C, 72h
keine Vorbelastung
4
3
Leiterbahnen
2
1
0
0
20
40
60
80
100
120
Weg [mm]
PE, vollflächig
14
12
Kraft [N]
10
8
FAM-B, 50°C, 72h
Keine Vorbelastung
6
4
2
Leiterbahnen
0
0
20
40
60
80
Weg [mm]
Abbildung 222: Haftfestigkeit von PP und PE Folienlaminate
209
100
120
Bei der Delamination der PP-Laminate fing die Deckfolie bei jedem Zugversuch bei Erreichen der
Leiterbahnen an entlang der Leiterbahnkante zu reißen, wodurch die sich ergebende Breite der
Delamination verschmälert wurde. Dies zeigt sich in der Grafik in einem deutlichen Krafteinbruch kurz
nach den ersten Kraftminima, die das Erreichen der Leiterbahnen markieren. Dieser Effekt zeigte sich
bei den PE-Folien nicht, da PP aber üblicherweise die besseren mechanischen Eigenschaften zeigt
als PE ist dieser Effekt wohl in der Dicke der verwendeten Deckfolien begründet.
Gute Haftung nach dem Hinterspritzen ist allerdings nur bei Verwendung von Materialien der gleichen
Werkstoffklasse zu erwarten, wie die unten abgebildete Grafik verdeutlicht. Falls hier also Materialien
unterschiedlicher Klassen verbunden werden müssen, bietet es sich an im Design Formschlusselemente vorzusehen.
3.7.9
Weiterführende Arbeiten am Montagesensor
Die Funktion des Montagesensors wurde in verschiedenen Technologieausführungen eindeutig
nachgewiesen und die zur optimalen Auslegung erforderlichen physikalischen Grundlagen erarbeitet.
Weiterführende Arbeiten zusammen mit A. Raymond sollen nun zu einem Montagesensor führen, der
unter funktioneller Hinsicht sowie unter Berücksichtigung des Herstellungsprozesses, des
Herstellungsaufwands und der Kostenbetrachtung die beste Lösung darstellt. Hierbei werden v. a.
Technologien wie z.B. der Foliendruck von Sensoren und Sensoren mit veränderlicher Induktivität als
Kenngröße in Betracht gezogen.
An fluidische Schnellkupplungen für Fahrzeugkraftstoffsysteme werden höchste Anforderungen
bezüglich Lebensdauer, Dichtigkeit und Montagequalität bzw. Montagesicherheit gestellt. Darüber
hinaus ist auch die Überprüfung und qualitätsgerechte Dokumentation des Montagevorgangs von
großer Wichtigkeit für die Prozesskontrolle. Die bisherigen optischen und rein mechanischen
Methoden sind aufgrund der zum Teil schlechten Zugänglichkeit bei der Montage im KFZ sowie der
schlechten Dokumentierbarkeit bzw. Nachvollziehbarkeit des Montagevorgangs für die avisierte
Anwendung unbefriedigend. Auf Basis dieser Forderungen wurde ein innovativer Sensor entwickelt,
der es erlaubt die Information des Füge- bzw. Montagezustands einer Schnellkupplung zu
dokumentieren, insbesondere auch bei Schnellkupplungen an schwer zugänglichen Orten, die
beispielsweise nicht einfach optisch einsehbar sind. Der neuartige Sensor ist kostengünstig in der
Herstellung und arbeitet rein passiv, d.h. ohne eine eigene Versorgungsspannung. Er kann damit also
kabellos betrieben und ausgelesen werden.
Das zugrundeliegende Konzept sowie drei verschiedene Ausführungsvarianten wurden im letzten
Projektstatusbericht vorgestellt. Aufgrund von zu erwartenden Zuverlässigkeitsproblemen wurde noch
eine weitere Variante entwickelt und in den Prototypenstatus überführt. Diese Variante wird im
Folgenden näher beschrieben.
3.7.9.1 Funktionsweise
Das grundlegende Funktionsprinzip entspricht dem der bereits vorgestellten Varianten. Ein
elektrischer Schwingkreis, bestehend aus einer Antennenspule und einem Kondensator, ändert
während dem Montageprozess seine Resonanzfrequenz. Im vorliegenden Konzept wird diese
Änderung durch Änderung der Induktivität der Antennenspule bewerkstelligt. Dies wird durch eine
Längenänderung der Spule erreicht, wie in der untenstehenden Grafik illustriert.
210
f
fassembled
fopen
Assembly
Abbildung 223: Demonstrator eines induktiv verstimmbaren Montagesensors
Hierbei erfüllt der als Kunststofffeder ausgeführte Spulenkörper noch eine weitere Funktion. Wird bei
der Montageerkennung nur die Position des Steckers erfasst, so sind Beinahe-Montagen nur sehr
schwer zu erkennen. Dies ist in untenstehender Grafik gezeigt.
Pos 1
Pos 2
Pos 3
Abbildung 224: Rastpositionen einer Kunststoff- Schnellkupplung
Pos 1: Der Rastkragen des Steckers befindet sich außerhalb des Rastbereiches.
Pos 2:
Kritische Position, der Rastkragen ist in die Haltefeder eingetaucht, durch die
Positionsvariationen in der Rastfeder kann dieser Zustand sowohl im montierten als auch im
nichtmontierten Zustand erreicht werden.
Pos 3: Der Stecker ist eindeutig montiert.
Um dieses Problem zu umgehen, wird die Kunststofffeder so ausgelegt, dass der Stecker, falls er
nicht richtig verrastet hat, automatisch wieder aus der Kupplung herausgedrückt wird (zurück in Pos
1). Somit kann Pos 2 dann eindeutig dem verrasteten Zustand zugeordnet werden. Hierbei muss die
Feder stark genug ausgelegt sein, um die Haltekraft des O-Ring Paketes zu überwinden. Um die
Kunststofffeder dementsprechend zu dimensionieren wurden Simulationen durchgeführt, mit dem Ziel
eine minimale Gegenkraft von 35N bei einer Auslenkung von 3mm zu erreichen. Ein weiteres Ziel war
eine degressive Nichtlinearität im Kraft-Weg-Verlauf, also eine mit zunehmender Auslenkung
abnehmende Federsteifigkeit. Hierdurch kann erreicht werden, dass die Feder zwar den geforderten
Gegendruck aufbringt, aber dennoch die benötigte Montagekraft nicht allzu sehr steigt. Dieser
Kraftverlauf ist in der Grafik unten dargestellt.
211
Abbildung 225: Verformungsverhalten des Kunststoff- Federelements
Abbildung 226: Zusammenbau Kunststoff- Schnellkupplung mit Montagesensor
Ein wichtiges Kriterium für die Lesereichweite des Systems ist der Innendurchmesser der
Sensorspule. Wird dieser Durchmesser zu klein, so sinkt automatisch die erzielbare Lesereichweite.
Aus diesem Grund wird die Federspule außen auf die Kupplung aufgebracht, durch eine
Kunststoffhülse gesichert und mit einem Clip verrastet. Somit ist der empfindliche Sensor vor Stößen
geschützt und eine Verletzung des Spulendrahtes kann ausgeschlossen werden.
Die Position des Steckers wird dann durch einen sattelförmigen Schieber, in den der Stecker
eintauchen kann, auf die Feder übertragen.
Um möglichst viele verschiedene Geometrien abdecken zu können wird die Kupplung nicht mit einem
Schlauchanschluss, sondern mit einer Schweißstruktur am anderen Ende gefertigt. Hierdurch ist es
möglich mit geringem Aufwand verschiedene Kupplungsgeometrien (verschiedene Schlauch- /
212
Rohrarten, Winkel und Durchmesser) zu realisieren. Zur besseren Veranschaulichung ist das System
in einer Schnittansicht des CAD Modells rechts dargestellt.
Abbildung 227: Einzelteile für Montagesensor
Für die hierbei verwendeten Komponenten wurden Prototypenwerkzeuge im Direkt-Metall-LasersinterVerfahren (DMLS) aufgebaut. Aufgrund der höheren Komplexität des Gehäusekörpers konnte dieser
nicht im Prototypenwerkzeug aufgebaut werden, stattdessen wird hier derzeit ein seriennahes 1nestriges Werkzeug aufgebaut.
Die bereits gefertigten Komponenten sind unten dargestellt. Von vorne nach hinten betrachtet sind
diese:
1. Haltering des O-Ring Paketes
2. Übertragungsbrücke der Position der SAE-Wulst
3. Haltering der Schutzhülse
4. Spulenkörper
5. Schutzhülse
Um zum Einen gute Federeigenschaften des Spulenkörpers und der Halteringe, zum Anderen eine
gute Formstabilität der zum Teil dünnwandigen Teile sicherzustellen wird als Material ein POM-C
Hochleistungspolymer (Hostaform C 13031 XF) verwendet.
Bei der Montage des Sensorsystems wird nun zuerst ein bedrahteter Kondensator in den
Spulenkörper eingeklebt, wobei eine exakte Positionierung der Bedrahtung essentiell ist. Die dadurch
entstehenden Pins dienen als Startpunkt für die anschließende Bewicklung mit Kupferlackdraht. Durch
213
Verlöten wird zum Einen die Lackschicht lokal abgetragen, zum Anderen die Verbindung zwischen
Spule und Kondensator hergestellt, wie unten dargestellt.
Abbildung 228: Spulenträger Demonstrator (links: Kunststoffteil, rechts: mit gewickelter Spule)
Das folgende Bild zeigt eine komplett montierte Kupplung bestehend aus einem Prototypengehäuse
als SLS (Selective Laser Sintering) Körper sowie aus im Spritzguss hergestellten Teilen im offenen
sowie im geschlossenen Zustand. Gut sichtbar ist, dass der Rand des Spulenkörpers (im Innern der
Schutzhülse zu erkennen) bei der Montage nach unten gedrückt wird. Somit wird also, entsprechend
der Auslegung, der Spulenkörper im Montageprozess komprimiert wodurch eine Induktivitätsänderung
ausgelöst wird.
Abbildung 229: Demonstrator mit Kraftstoff- Schnellkupplung (links: Stecker nicht montiert,
rechts: Stecker montiert)
214
3.7.9.2 Validierung
Zur Überprüfung der Gegenkraft der Feder wurde die Kraft-Weg-Kurve von drei Spulenkörpern
aufgenommen. Die Grafik unten zeigt hierbei die Gegenkraft bei Kompression (obere Kurvenhälfte)
und Dekompression (untere Kurvenhälfte) der Feder.
Hierbei zeigt sich eine recht große Hysterese im Federverlauf, die der Tordierung der Feder bei
Kompression zuzuschreiben ist. Des Weiteren zeigt sich ein stark degressiver Verlauf der
Federsteifigkeit. Diese geometrische Nichtlinearität wurde bereits in der simulationsgestützten
Auslegung der Feder vorhergesagt.
60
50
Kraft [N]
40
30
20
Probe 1
Probe 2
10
Probe 3
0
0
1
2
3
4
5
Weg [mm]
Abbildung 230: Verformungsverhalten des Spulenkörpers
Zwischen den einzelnen Proben zeigen sich relativ starke Abweichungen, diese sind insbesondere auf
Schwankungen im Fertigungsprozess zurückzuführen, da die Teile, wie oben beschrieben in einem
Prototypenwerkzeug gefertigt wurden. Die prinzipielle Maßhaltigkeit der Teile zeigt sich allerdings im
gut übereinstimmenden Startpunkt der Gegenkraft.
3.7.9.3 Komponentenauslegung
Da für die Montagesensoren unter anderem eine In-Tank-Montage in Frage kommt müssen alle
Komponenten den hierbei auftretenden Umgebungsbedingungen entsprechen. Während eine
Funktion der Montagesensoren im Kraftstoff nicht gewährleistet werden muss – das Sensorsignal wird
nur während der Erstmontage ausgewertet – muss sichergestellt sein, dass während des Betriebs des
Fahrzeugs keine Teile abplatzen können.
215
Besonders kritisch hierbei ist der Kondensator; ein Eindringen von Kraftstoff in das
Kondensatorgehäuse würde zum Aufquellen des Kondensators und damit vermutlich zum Abplatzen
der Schutzhülle führen.
Eine nach Herstellerangaben kraftstoffresistente Kondensatorserie ist die SkyCap Serie von AVX in
den Varianten SR und AR. Zur Überprüfung dieser Angaben wurden jeweils 3 Kondensatoren beider
Reihen im Prüfkraftstoff FAM-B bei 125°C für 8 Tage im Autoklav gelagert. Neben einer optischen
Überprüfung der Testkörper wurde die Kapazität der Kondensatoren vor der Lagerung, direkt nach der
Lagerung und 4 Tage nach der Lagerung bei einer Testfrequenz von 1kHz mit einer Hameg HM8118
LCR Messbrücke vermessen. Die Ergebnisse dieses Tests sind in der folgenden Grafik dargestellt.
24
23,5
Kapazität [pF]
23
22,5
22
21,5
Referenzmessung
21
Nach Lagerung
20,5
Nach Relaxation
20
SR 1
SR 2
SR 3
AR 1
AR 2
AR 3
getesteter Kondensator
Abbildung 231: Ermittlung der Kondensator- Kapazität nach Alterung in Test- Kraftstoffen
Alle beobachteten Änderungen liegen deutlich unter 0.5pF, was somit durchaus als normale
Messstreuung bei der Vermessung bedrahteter Bauelemente mit einem Kelvin-Messkabel angesehen
werden kann.
Neben der reinen Auswahl der Komponenten ist insbesondere auch die optimale Kombination aus
Spule und Kondensator wichtig. Da sich die ungedämpfte Resonanzfrequenz aus der Kapazität und
der Induktivität berechnet (1) gibt es eine große Anzahl möglicher Kombinationen auf Basis
verfügbarer Bauelemente:
f res =
216
1
2π L ⋅ C
Hierbei muss nun die Kombination aus L und C gefunden werden, die ein möglichst großes Signal im
Lesegerät generiert, um eine gute Lesereichweite zu ermöglichen. Für die Signalqualität ist
insbesondere von Bedeutung, dass das Signal einen scharfen Peak aufweist, d.h. eine möglichst
geringe Dämpfung im elektrischen Schwingkreis auftritt.
Um diese Dämpfung zu minimieren sollten die auftretenden Dämpfungseffekte separat betrachtet
werden. Bei der Betrachtung realer Bauteile (Spule und Kondensator) verwendet man üblicherweise
ein Ersatzschaltbild aus idealen Bauelementen. So lässt sich eine reale Spule durch eine ideale Spule
in Serie mit einem Widerstand modellieren, analog dazu lässt sich ein realer Kondensator durch einen
idealen Kondensator in Serie mit einem idealen Widerstand abbilden. Dies ist in der untenstehenden
Grafik illustriert. Hierbei ist links der Ersatzschaltkreis dargestellt, rechts eine Simulation des
Frequenzganges für drei unterschiedliche Widerstandswerte. Bei diesem Ersatzschaltbild wurde auf
parasitäre Kapazitäten der Spule und Anschlussinduktivitäten des Kondensators verzichtet.
R=0.3Ω
R=0.03Ω
R=3Ω
75,00
Verstärkung [dB]
65,00
55,00
45,00
35,00
25,00
7,80E+06
7,85E+06
7,90E+06
7,95E+06
8,00E+06
8,05E+06
8,10E+06
Frequenz [Hz]
Abbildung 232: Analyse der Schwingkreis- Dämpfungseffekte
Die auftretenden Dämpfungseffekte bei Spule und Kondensator unterscheiden sich dabei
grundlegend: Bei der Spule ist insbesondere der ohmsche Widerstand des Drahtes (RL) von
Bedeutung, während beim Kondensator frequenzabhängige Dämpfungseffekte im Dielektrikum
auftreten. Während sich RL einfach durch die Windungsanzahl, Windungslänge, Drahtdurchmesser
und spezifische Leitfähigkeit des Drahtes berechnen lässt (siehe Grafik) ist der Serienwiderstand von
Kondensatoren nicht so einfach zugänglich und hängt vom Typ des Kondensators, von dessen Größe
und der Anregungsfrequenz ab. Grundlegend lässt sich aber aussagen, dass bei
Ohmscher Widerstand [Ω]
1,20
1,00
0,80
0,60
0,40
0,20
0,00
0
5
10
15
20
Windungsanzahl
Abbildung 233: Einfluss der Spulenwindungsanzahl auf den Schaltungswiderstand
217
gegebener Resonanzfrequenz mit steigender Windungszahl (also steigendem ohmschen Widerstand
der Spule) aufgrund der steigenden Induktivität die benötigte Kapazität im Schwingkreis abnimmt,
wodurch auch der Dämpfungswert des Kondensators abnimmt. Somit verhalten sich die
Dämpfungswerte von Spule und Kapazität reziprok zueinander, was zusammen mit dem nichtlinearen
Verlauf der Dämpfungskurven dafür spricht dass eine optimale Konfiguration existiert bei der die
Summe beider Dämpfungswerte minimal ist. Zur Bestimmung dieser optimalen Konfiguration wurden
Messreihen mit verschiedenen Windungszahlen und dazu passenden Kondensatoren durchgeführt,
wobei die Drahtstärke so ausgewählt wurde, dass der vorhandene Platz möglichst dicht bewickelt
wurde.
Auch die Induktivität der Spulen lässt sich nicht direkt berechnen. Zwar existieren empirische
Näherungsformeln zur Bestimmung der Induktivität von Luftspulen, da die Spule im vorliegenden Fall
aber aus zwei in Reihe geschalteten magnetisch gekoppelten Spulen besteht lassen sich diese auf
den vorliegenden Fall nicht anwenden, so dass der einzig gangbare Weg eine Vermessung der
Spulen darstellt.
Da für beide Größen, Induktivität und Kapazität nur diskrete Werte (ganzzahlige Windungsanzahl und
Kondensatoren der E12-Reihe) verfügbar sind, lässt sich nicht für jede Windungszahl die gleiche
Mittenfrequenz einstellen. Ein Vergleich der Peakhöhen lässt sich allerdings auch mit
unterschiedlichen Resonanzfrequenzen bewerkstelligen. Die untenstehende Grafik zeigt die
Ergebnisse einer Vermessung der so erzeugten Testmuster.
0,1
0,05
0
-0,05
-0,1
N=9, C=150pF
N=10, C=120pF
N=11, C=100pF
N=12, C=82pF
N=14, C=68pF
N=18, C=39pF
-0,15
-0,2
-0,25
-0,3
7,4
7,6
7,8
8
8,2
8,4
8,6
8,8
f [MHz]
Abbildung 234: Einfluss der Spulenwindungsanzahl auf die Resonanzfrequenz
Deutlich erkennbar ist, dass das Optimum bei 10 Windungen und einer Kapazität von 120pF liegt. Von
diesem Punkt aus nimmt die Peakhöhe in beide Richtungen ab. Da der 120pF Kondensator allerdings
Bestandteil der E12 Reihe, und nicht der E6 Normreihe ist, bietet sich als Alternative noch die
Kombination aus 11 Windungen und einem 100pF Kondensator an, mit dem Vorteil der höheren
Verfügbarkeit der E6 Reihe.
218
Zur Auslegung eines geeigneten Lesesystems ist nun noch die Frequenzstreuung der Sensortags zu
untersuchen, da sich hier die Streuungen der Spule und der Kondensatoren multiplizieren. Hierzu
wurden 10 Spulenkörper ohne Kondensatoren bewickelt und vermessen. Anschließend wurden die
Induktivitäten bei 200kHz mit der LCR Messbrücke vermessen:
4,4
Induktivität [µH
4,35
4,3
4,25
4,2
4,15
4,1
Mittelwert:
4,255 µH
Maximale Abweichung: 1,29%
4,05
4
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
Prüfkörper
Abbildung 235: Streuung der Induktivität der Demonstratorbauteile
Es ergibt sich also für die handgewickelten Probekörper eine maximale Abweichung von ca. 1.3%, ein
Wert der sich sicher durch eine automatisierte Bewicklung und Spulenkörper aus Serienwerkzeugen
deutlich unterbieten lässt. Mit diesem Wert lässt sich nun die zu erwartende Frequenzstreuung in
Abhängigkeit der Toleranzklasse berechnen:
Somit sollten hier also Kondensatoren mit maximal 1% Toleranz verwendet werden, um die
Frequenzabweichung klein zu halten, schließlich kann die Abweichung der Sollfrequenz in beide
Richtungen auftreten und das betrachtete Frequenzband selbst hat nur eine Breite von 1.4MHz.
Abweichung der
Frequenz [kHz]
600
500
400
300
200
100
0
0,25
0,5
1
2
5
10
Toleranzklasse [%]
Abbildung 236: Einfluss der Kondensator- Toleranzklasse auf die Resonanzfrequenz des
Schwingkreises
219
3.7.9.4 Der mechanische Kupplungsvorgang und die HF-Einrichtung
(Vorbetrachtung)
Die hohen technischen Ansprüche des Projektes bestehen darin, dass sich mehrere Kupplungen in
einem geschlossenen Raum befinden und unterschiedliche Kupplungszustände haben können. Es ist
daher von einer dreidimensional unterschiedlichen Lage auszugehen. Unter diesen Bedingungen soll
der Kupplungszustand 100%ig zuverlässig erfasst werden. Die Information über die
Kupplungszustände soll in einer bestimmten Entfernung von den Kupplungen für eine weitere
Verarbeitung zur Verfügung stehen. Dazu wird jede Kupplung mit einer HF-Einrichtung verbunden.
Die mechanische Energie beim Kuppeln lässt sich zur Erfassung der Kupplungszustände nutzen.
Dafür gibt es folgende Möglichkeiten:
•
Sie wird in HF-Energie umgewandelt und gesendet. Die gesendete Energie stellt sich als ein
Signal dar, aus dem sich Rückschlüsse auf den Kupplungszustand ziehen lassen.
•
Sie wird dazu verwendet, die Parameter der HF-Einrichtung zu verändern. Dies erfolgt durch
eine mechanische Veränderung an einer HF-Einrichtung (Schwingkreis). Aus den
veränderten Parametern lassen sich Rückschlüsse auf den Kupplungszustand ziehen. Diese
Variante wurde im Projekt nach umfangreichen Grundsatzuntersuchungen favorisiert.
3.7.9.5 Nutzung von RFID-Systemen
Grundlage der Entwicklung des Montagesensors bildete ein im IMAT vorhandenes RFID-System
einschließlich Tags, wie dies standardmäßig zum Diebstahlschutz in Warenhäusern und
Handelseinrichtungen verwendet wird. In gemeinsamer Abstimmung zwischen den Partnern wurde
entschieden, dieses zunächst für die Identifikation der Kupplung und deren Montagezustandes zu
nutzen. Im Ergebnis von umfangreichen Versuchen musste allerdings festgestellt werden, dass sich
dieses System nur bedingt für die Erfassung von mehreren Kupplungszuständen eignet.
Entsprechend dem Einsatzfeld ist es für den Anwender eines solchen Diebstahlschutzsystems nur
interessant, zu erkennen, dass sich mindestens eine gestohlene Ware im Überwachungsbereich
befindet. Mehrere unterschiedliche Waren werden nicht selektiert.
Charakteristisch für die RFID-Systeme ist, dass sie für spezielle Anwendungen entwickelt werden.
Somit war für das Projekt ein solches kommerzielles RFID-System nicht ohne umfangreiche
Modifikationen nutzbar.
Für die Weiterentwicklung konnten aber sowohl die Transponder* als auch einige Informationen über
das RFID-System genutzt werden.
*Tag und Transponder werden im Folgenden synonym verwendet.
3.7.9.6 Entwicklung einer grundsätzlichen Systemübersicht
Ein erster Schwerpunkt der Arbeiten zum Montagesensor war die Erarbeitung des Gesamtkonzeptes,
wobei gemeinsam mit den Projektpartnern verschiedene Realisierungsmöglichkeiten hinsichtlich
Funktionsprinzip und Detektion des erfolgreichen Montagevorgangs erarbeitet und diskutiert wurden.
Es wurde vereinbart, dass das HSG IMAT die Realisierung des Schwingkreises und die GEMAC mbH
die Umsetzung der Lese-/ Empfangseinheit übernimmt. Arbeiten des HSG IMAT zeigten, dass die
Schwingkreise im ISM-Band realisierbar sind und eine ausreichende Trennung verschiedener
Resonanzbereiche möglich ist.
220
Die Erarbeitung der folgenden Systemübersicht diente dazu, den Energiefluss, die Funktionsweise
und Teilsysteme des IEKU - Montagesensors zu bestimmen.
Anpassungssystem
Anpassungssystem
HF-Energieerzeugungssystem
Sendeantennensystem
Montagesensor mit
Schwingkreissystem
Empfangsantennensystem
Stromversorgung
Auswertesystem
Stromversorgung
Abbildung 237: Grundsätzliche Systemübersicht beim Montagesensor
Ausgehend von einem Stromversorgungssystem, welches Energie zur Verfügung stellt, wird die
Energie dem HF-Energieerzeugungssystem zugeführt. Von dort wird die HF-Energie über das
Anpassungssystem zum Sendeantennensystem geleitet und von ihm abgestrahlt.
Das Schwingkreissystem hat mehrere Funktionen:
1. Es soll möglichst einen großen Teil der von der Sendeantenne abgestrahlten Energie
aufnehmen. Dabei wirkt die Spule des Schwingkreises als Empfangsantenne. Die von der
Spule aufgenommene Energie wird dem Kondensator zugeführt. Der Kondensator nimmt
in Abhängigkeit von seiner Kapazität die Energie auf.
2. Anschließend wird die vom Kondensator aufgenommene Energie der Spule wieder
zugeführt, die daraufhin als Sendeantenne wirkt und die HF-Energie abstrahlt. Ein
möglichst großer Teil der abgestrahlten Energie wird vom Empfangsantennensystem
aufgenommen und über das Anpassungssystem zum Auswertesystem geführt, welches
für die Auswertung außerdem noch Energie vom Stromversorgungssystem zur Verfügung
gestellt bekommt.
3.7.9.7 Konzeption des Detektionssystems
Es wurde ein Laboraufbau, bestehend aus Funktionsgenerator, Sende-, Empfangsantenne und
Oszilloskop realisiert, um die Ergebnisse des kommerziellen EAS-Detektionssystems besser bewerten
zu können. Anders als beim EAS-Detektionssystem ergab sich somit erstmals ein unmittelbarer Zugriff
auf gemessene Rohdaten, die an der Empfangsantenne abgegriffen werden konnten. Anhand von
Vergleichsmessungen der unterschiedlichen Montagesensoren mit kommerziell erhältlichen Hard- und
Softtags konnte die Güte und die Signalhöhe quantifiziert werden.
221
Abbildung 238: Laboraufbau zur Detektion der Schwingkreise.
Als Resumée aus den ersten Messungen mit dem Laboraufbau konnte gefolgert werden, dass die
Güte der Montagesensoren mit der Güte von handelsüblichen Softtags (40x40mm²) der
Elektronischen Artikelsicherung vergleichbar, zum Teil sogar besser sind.
Aus den vorangegangenen Untersuchungen ergibt sich für den schematischen Aufbau eines
Detektionssystems das in Abbildung 247 dargestellte Blockschaltbild für den Sender und das in
Abbildung 248 dargestellte Blockschaltbild für den Empfänger.
Abbildung 239: Blockschaltbild des Senders.
Der Sender besteht aus einer Prozessoreinheit, die einen Wobbelgenerator ansteuert. Der
Wobbelgenerator erzeugt ein Sinussignal, welches den Frequenzbereich durchstreicht. Das
„wobbelnde“ Sinussignal gelangt über einen Verstärker auf die Sendeantenne.
222
Abbildung 240: Blockschaltbild des Empfängers.
Auf der Empfangsseite ist eine zweite Antenne angeordnet, die das Empfangssignal verstärkt. Über
eine geeignete Signalverarbeitung werden die verstärkten Empfangssignale aufbereitet, anschließend
digitalisiert und einem Prozessor zugeführt, der die Signalauswertung durchführt.
3.7.9.8 Erstentwurf
Für das Gesamtkonzept wurde ein schwingkreisbasierender Ansatz als Lösung gewählt, wobei das zu
entwickelnde System den in Tabelle 45 genannten Anforderungen genügen sollte:
Tabelle 45: Anforderungen an das Montagesensorsystem
Parameter
Forderung
Reichweite
max. Abstand 1m
Übertragungsverfahren
induktiv gekoppelte, verstimmbare Schwingkreise
Kommunikation
Erkennung des Systemzustandes
„0“ Kupplung nicht eingerastet (nicht in Resonanzbandbreite)
„1“ Kupplung eingerastet (in Resonanzbandbreite)
Detektion der Schnellkupplung eineindeutige Erkennung, unabhängig von der Lage im Feld
Frequenzbereich
im ISM-Band
Sendeleistung
Einhaltung der Grenzwerte der Regulierungsbehörde
Zuverlässigkeit
Fehler < 1ppm
Güte des Schwingkreises
höchstmögliche Güte
Sicherheit
unempfindlich gegenüber externen Feldern
Auf der Basis dieser Spezifikation wurde das folgende Blockschaltbild entwickelt und eine
entsprechende Schaltung aufgebaut:
223
Abbildung 241: Blockschaltbild des Lesegerätes
Zur Stimulation der Schwingkreise fand vorerst ein konventionelles Sinussignal Anwendung. Das
Sinussignal wird von einem speziellen Schaltkreis (AD9835) erzeugt. Dieser arbeitet nach dem DDSPrinzip (Direct Digital Synthesis).
DDS Prinzip:
Die direkte digitale Synthese (DDS) ist ein Verfahren zur präzisen Generierung von Frequenzen.
Bevor mit dem DDS-Verfahren Frequenzen generiert werden, wird die Periode eines Sinussignals mit
hoher zeitlicher und amplitudenmäßiger Auflösung quantisiert. Die quantisierten Daten werden im
Speicher des Mikrocomputers abgelegt und können nicht verändert werden. Zur Generierung einer
Frequenz werden die Werte nacheinander taktgesteuert ausgelesen. Werden alle Werte ausgelesen,
erhält man die Frequenz der vorher eingespeicherten Sinusschwingung. Wird nur jeder zweite Wert
ausgelesen, halbiert sich die Periodendauer und die Frequenz verdoppelt sich. So kann man bei
hinreichend hoher zeitlicher Auflösung durch Weglassen von Datenwerten höhere Frequenzen mit
hoher Genauigkeit generieren. Tiefere Frequenzen erzielt man durch das Hinzufügen von
Datenwerten. Wird beispielsweise jedes fünfte Datenwort zweimal benutzt, vergrößert sich die
Periodendauer um 20 % und die Frequenz fällt um den entsprechenden Wert. Die aneinander
gereihten taktgesteuerten Datenwerte werden in einem D/A-Wandler in ein analoges stufenförmiges
Signal umgewandelt, bevor es in einem Filter zu einem Sinussignal geformt wird. Die Genauigkeit der
generierten Frequenz hängt von der Genauigkeit des Taktsignals und der Auflösung der quantisierten
Sinusschwingung ab. Eingesetzt wird die direkte digitale Synthese in Präzisions-Generatoren, in HFund Funktionsgeneratoren. Die Technik zeichnet sich aus durch eine extrem feine
Frequenzabstimmung bis in den Millihertz-Bereich sowie durch schnelle Frequenz- und
Phasenänderungen. Darüber hinaus haben DDS-Generatoren eine hohe Frequenzstabilität und ein
geringes Phasenrauschen.
Unter Verwendung des oben beschriebenen Ablaufes ist es möglich, über im Schaltkreis abgelegte
Wertetabellen aus dem Basistakt des Quarzes die Speisesignale zu erzeugen. Mit dem AD 9835 ist
sowohl die Manipulation der Sinusfrequenz als auch der Phasenlage möglich. Durch die zwei 32-BitFrequenzregister (Auflösung 50MHz/232) und die vier 12-Bit-Phasenregister (Auflösung (2*π)/212)
besteht die Möglichkeit, auf einfache Weise Modulationsverfahren (FSK, GMSK, QPSK) sowie eine
Frequenzwobblung umzusetzen. Die Konfiguration des AD9835 erfolgt per SPI über einen externen
Mikrocontroller (ATMega).
224
Abbildung 242: DDS Prinzip
Für die Definition des vom AD9835 zu durchlaufenden Frequenzbereichs bei unterschiedlichen
Resonanzfrequenzen des Montagesensors sind der Bandpassfrequenzgang, die fertigungstechnischen Toleranzen der Schwingkreise sowie das Verhalten bei Resonanz zu berücksichtigen.
Abbildung 243: Resonanzkurve und idealer Bandpassfrequenzgang
Im Rahmen der Arbeiten wurden verschiedene Untersuchungen durchgeführt. Im ersten Schritt wurde
der Grenzwert a (siehe Abbildung 243) für die eindeutige Detektion des auf die Schnellkupplung
aufgebrachten Schwingkreises mit -6 dB definiert. Die Bewertung der Ergebnisse erfolgte gemäß dem
folgenden Ansatzes:
Fällt die dem Feld entnommene Leistung unter die Hälfte von Presf1max (maximal entnommene
Leistung, über den Koppelfaktor theoretisch aus der Sendeleistung bestimmbar), wird die jeweilige
Frequenz nicht mehr dem Montagezustand „1“ zugeordnet. Der daraus resultierende Frequenzbereich
lässt sich zu
± f g1 = f1 ± f a/2
225
bestimmen. Dabei steht die Leistung direkten im Verhältnis zur gespeicherten Energie im
Schwingkreis. Da die Frequenz f1 selbst auf Grund der fertigungstechnischen Prozesse und der
elektronischen Bauteildifferenzen einer Toleranz unterliegt, muss das Frequenzband
BBdetek= 2 * fg1
breitbandiger ausgelegt werden. Legt man den Fertigungsprozessschritten und den Bauteilen eine
Toleranz entsprechend der Normalverteilung zu Grunde, so beschreibt die Standardabweichung δ den
Faktor zur Erweiterung der Bandbreite:
BBwobbel = BBdetek* δ
Filter
Das erzeugte Sinussignals wird über einen Bandpass-Filter auf die Bandbreite von 1,4 MHz des ISMBandes (7,4-8,8MHz) gefiltert. Die untere Grenzfrequenz beträgt 7,4MHz und die obere
Grenzfrequenz 8,8MHz.
Abbildung 245: Frequenzgang des Band-Pass-Filters
Auf Grund des frequenzabhängigen Amplitudenganges des AD9835 und dem nicht idealen
Frequenzgang des Filters wurde erwartet, dass die Amplitude des Sinussignals am Filterausgang
nicht konstant über die Bandbreite von 1,4 MHz ist. Daher mussten die Antenneneingangswerte Strom
und Spannung nach der Verstärkung ausgewertet werden, um die Verhältnismäßigkeit zwischen
abgestrahlter und empfangener Leistung zu wahren.
226
Abbildung 246: Aufbau des Filters
Verstärkerstufe
Bei der dem Filter nachgeordneten Verstärkerstufe wurde ein diskreter Ansatz verfolgt. Dabei lag
besondere Beachtung auf einen linearen Amplitudengang und einer sehr guten Frequenzstabilität
über den gesamten Wobbelbereich von 7,4 bis 8,8MHz. Hierzu wurden verschiedene Ausführungen
eines Gegentaktverstärkers simuliert.
Da ohne entsprechende HF-Koppelelemente nicht die gewünschte Amplituden- und Frequenzstabilität
realisiert werden konnte, wurden die ersten Ansätze mit einer herkömmlichen AB-Gegentaktstufe
verworfen. Nach Ergänzung der Gegentaktverstärker um die entsprechenden Elemente und
Neusimulation mit verschiedenen Transistor-Typen konnte der folgende Ansatz verifiziert werden.
227
Abbildung 247: Stromlaufplan Gegentaktverstärker
Abbildung 248: Ein- und Ausgangsspannung der Verstärkerstufe
228
Abbildung 249: Phasen und Frequenzgang des Gegentaktverstärkers
Abbildung 250: FFT des Ein- und Ausgangssignals
229
Aufgrund
der
vorhandenen
Temperaturabhängigkeit
der
beiden
Bipolar-Transistoren
(Komplementärtypen), schwankt die Amplitude des Ausgangsspannungssignals. Die Stabilisierung
konnte durch eine geeignete Kompensationsschaltung erreicht werden. Durch den Einsatz von
zusätzlichen Anpassungsschaltungen und HF – Transistoren konnte eine weitere Linearisierung des
Frequenzganges realisiert werden.
Die durchgeführten Versuche und Messungen am ersten Aufbau des Montagesensors zeigten, dass
mit der bisherigen Lösung für den Schwingkreis keine eindeutigen Ergebnisse bei der Detektion zu
erzielen waren. Die Ursachen dafür lagen vermutlich in der noch zu geringen Güte des
Musterschwingkreises.
Zur Überwindung dieses Problems ergaben sich zwei mögliche Arbeitsrichtungen:
•
Verbesserung des vorhandenen Schwingkreises und der Leseeinheit
•
Suche nach alternativen Energieversorgungsmethoden.
Dazu wurden zunächst Recherchen zu alternativen Energieversorgungsmethoden durchgeführt, um
mögliche Ansätze für die gezielte Zufuhr der vom Montagesensor benötigten Energie
herauszuarbeiten. Im Ergebnis der Arbeiten kristallisierten sich zwei technische Lösungsprinzipien
heraus:
1. elektrodynamischer Energiewandler auf Piezobasis
2. thermoelektrischer Energiewandler auf der Basis von Thermopiles.
Durch die Anwendung dieser Systeme kann im Moment des Schließens die sichere Verbindung der
Kupplung eindeutig detektiert werden. Der Nachteil der ersten Methode besteht in der einmaligen
Informationsübertragung, d.h. die Kontrolle der Schlauchverbindung ist nur im Moment des
Schließens möglich. In nachfolgenden Arbeitsschritten besteht bei der Verwendung des
elektrodynamischen Energiewandlers keine Möglichkeit, diesen erneut zu aktivieren.
Der Einsatz der Thermopiles bietet hingegen die Alternative, durch ein entsprechendes Lesegerät die
notwendige Wärmestrahlung zu erzeugen und damit die von der Kupplung zurückgesendete
Information auswerten zu können.
3.7.9.9 Antennensystementwicklung Teil 1
Vorgehensweise
Auf der Basis der erarbeiteten Grundlagen erfolgte eine schrittweise Überführung der Erkenntnisse.
Es erfolgten Versuchsmessungen, um unerwünschten Abweichungen zwischen Theorie und Praxis
frühzeitig korrigierend entgegenwirken zu können.
Während der ersten Untersuchungen am Antennensystem wurden Probleme der Kupplung
festgestellt. Ursache hierfür war die noch unzureichende Qualität des Schwingkreises.
Um trotzdem die Untersuchungen durchführen zu können, wurde alternativ zunächst ein 1-bitTransponder verwendet. Als Sende- bzw. Empfangsantenne kam eine Magnetantenne (auch
Schleifenantenne oder Rahmenantenne) zum Einsatz, wobei zunächst Nahfeld-Betrachtungen im
Vordergrund standen. Die erzeugte Sendeenergie wurde hinsichtlich der Sendespannung und der
Frequenz variiert.
230
Antennensystementwicklung mit einem Transponder
Für die Versuche wurde eine Anordnung mit zwei Antennen und einem Transponder verwendet. Der
Transponder hat eine Resonanzfrequenz von 8,35 MHz und befindet sich mit den Antennen in einer
Linie (senkrecht – parallel). Die HF-Energieerzeugung erfolgte über einen Generator und die
Messungen wurden mit einem Oszilloskop und einem Frequenzanalysator durchgeführt. Mittels
Sendefrequenzvariation (sweep) wurden, gemäß der Erwartungen Empfangsspannungsänderung
erzeugt und der Empfangssignalverlauf mit und ohne den Transponder untersucht. Aus den beiden
Signalverläufen wurde eine frequenzabhängige Empfangsspannungsdifferenz ermittelt. Die
nachfolgende Abbildung stellt den Empfangsspannungsdifferenzverlauf dar.
Abbildung 251: Empfangsspannungsdifferenzverlauf auf Grund der Sendefrequenzvariation
und des Transponders
Wie eingangs beschrieben, ist es das Ziel, ausgehend vom Montagevorgang der Kupplung, die
Eigenschaften eines
Schwingkreises zu verändern. Die Änderung der Eigenschaften des
Schwingkreises
führt
zu
einer
frequenzabhängigen,
positiven
bzw.
negativen
Spannungsdifferenzänderung. Aus der Größenänderung von Spannung und Frequenz kann über eine
entsprechende Auswerteeinrichtung die Information über den Kupplungszustand zur Verfügung
gestellt werden.
Bei den Messungen mit dem Tag zeigte sich, dass nur bei gleicher Ausrichtung (Polarisation)
zwischen Antennen und Transponder die maximale Spannungsdifferenz erzielbar ist. Wird bei einer
bestimmten Frequenz von der parallelen Ausrichtung des Tags abgewichen, reduziert sich die
Spannungsdifferenz. Speziell bei genau waagerechtem oder senkrechtem um 90 Grad gedrehtem
Transponder, welcher sich zwischen den Antennen befindet, ist die Spannungsdifferenz nicht mehr
messbar. Zum gleichen Ergebnis kommt man auch, wenn der Transponder aus der Anordnung
zwischen den Antennen entfernt wird.
Auf Grund dieses gleichen Ergebnisses und den
unterschiedlichen Voraussetzungen wäre somit der Kupplungszustand nicht mehr eindeutig
identifizierbar.
231
Untersuchungen unter Berücksichtigung einer Bandbreitenreduzierung auf 1,4
MHz und des Einsatzes mehrerer Transponder
Für das System ist es zweckmäßig, die Signalbandbreite einzuschränken. Sie wird auf 1,4 MHz
begrenzt. Die folgende Abbildung zeigt die Auswirkungen der Bandbreitenbegrenzung auf den
Signalverlauf.
Abbildung 252:
Bandbegrenzung
Verhalten
der
Antenne
und
Spannungsdifferenz
durch
Tag
bei
Um einer 100%igen Tag-Erkennung signifikant näher zu kommen, sind verschiedene
Systemvariationen in Erwägung gezogen worden. Zunächst wurde zur Vereinfachung eine
Konfiguration simuliert. Für die Simulation sind die Messwerte einer auf Resonanzfrequenz
abgestimmten Antenne mit einem Transponder zu Grunde gelegt worden.
232
Abbildung 253: Simulierter Signalverlauf durch zwei und drei Transponder
Um bei mehreren Transpondern eine große Signalamplitude zu erzielen, ist eine Konfiguration
erforderlich, bei der für jeden Transponder das Sende- und Empfangsantennensystem auf
Resonanzfrequenz abgestimmt ist.
Während der Frequenzvariation bei der Simulation wurde der Zustand der Resonanz annähernd
erhalten. Die Abbildung 261 stellt den simulierten und Signalverlauf durch zwei und drei Tags bei
Resonanzfrequenz der Antennen und einer Bandbreite von 1,4 MHz dar.
Frequenzverhalten der Magnetantenne
Die verwendeten Magnetantennen lassen sich auf ihre Resonanzfrequenz abstimmen. Sie sind
theoretisch schmalbandig. Bei Resonanzfrequenz kann die Antenne maximal Energie abstrahlen bzw.
aufnehmen.
Die folgende Abbildung zeigt die gemessene Empfangsspannung bei konstanter Sendespannung und
unterschiedlicher Sendefrequenz. Sende- und Empfangsantenne sind hier auf die Resonanzfrequenz
von 8,35 MHz abgestimmt. Bei dieser Frequenz wird die größte Empfangsspannung erzielt.
233
Abbildung 254: Empfangsspannung bei konstanter Sendespannung und unterschiedlicher
Sendefrequenz
Antennendurchmesser
Durch die Vergrößerung des Durchmessers der Antenne lässt sich die Empfangsspannung bzw. die
Spannungsdifferenz erhöhen. Die Abbildung 263 zeigt Messergebnisse für Antennen mit
unterschiedlichem Durchmesser und damit eine Tendenz der Empfangsspannung bei zunehmendem
Antennendurchmesser.
Abbildung 255: Messergebnisse für Antennen mit unterschiedlichem Durchmesser
234
Aus den nachfolgenden Messergebnissen wird ersichtlich, dass sich sowohl die Bandbreite als auch
die Empfangsspannung bei der Verwendung einer Antenne mit quadratischer Form reduzieren.
Abbildung 256: Frequenzabhängigkeit der Empfangsspannung bei quadratischer Antenne
Abstandsvariation zwischen Sende - und Empfangsantenne und Einsatz
eines Transponders
Im Zuge der Arbeiten wurden Untersuchungen zur Abhängigkeit des Abstandes zwischen den
Antennen durchgeführt. Es konnte festgestellt werden, dass mit zunehmendem Abstand zwischen der
Sende- und Empfangsantenne die Empfangsspannung an der Empfangsantenne mit und ohne
Einsatz eines Transponders abnimmt. Wird ein Transponder analog den bisherigen Untersuchungen
zwischen die Antennen eingebracht, reduziert sich auch die Spannungsdifferenz. In folgender
Abbildung ist die Spannungsdifferenz aus der Messung der Empfangsspannung bei konstanter
Frequenz von 8,35 MHz in Abhängigkeit vom Abstand der Antennen dargestellt.
Abbildung 257: Abhängigkeit der Spannungsdifferenz vom Antennenabstand
Vor der Messung erfolgte eine Abstimmung der Antennen mit Hilfe der Anpasseinrichtungen auf eine
Resonanzfrequenz. Bei den Untersuchungen wurde wiederum festgestellt, dass bei Veränderung des
Abstands der Antennen Fehlanpassung auftritt, die sich dann negativ auf die Größe der
Spannungsdifferenz auswirkt.
235
Sind die Antennen auf Resonanzfrequenz abgestimmt und wird zwischen die Antennen ein Tag mit
gleicher Resonanzfrequenz und gleicher paralleler Ausrichtung eingebracht, konnte bei den
Untersuchungen bezüglich der Spannungsdifferenz Ortsabhängigkeit nachgewiesen werden. Die
Differenzspannung kann bei konstanter Frequenz in Abhängigkeit von der Lage positiv bzw. negativ
werden. Da das Differenzspannungssignal für die Auswertung eine wichtige Größe ist, musste dieser
Sachverhalt bei der Entwicklung der Konzeption der Auswerteeinrichtung mit berücksichtigt werden.
Quadratische und runde Formgebung der Antenne
Die Auswahl der geometrischen Form der Antenne spielt eine große Rolle. In der Praxis werden
häufig eckige Antennenformen eingesetzt. Bei im Rahmen der Projektarbeit durchgeführten
Messungen konnte gezeigt werden, dass mit der runden Form eine höhere Signalamplitude sowohl
bei der Empfangsspannung als auch bei der Tag-Spannungsdifferenz möglich ist. Nachfolgende
Abbildung stellt die erarbeiteten Versuchsmuster dar. In Tabelle 46 sind die erzielten Ergebnisse für
beide Antennenformen gegenübergestellt.
Abbildung 258: Quadratische und runde Antennenform
Tabelle 46: Vergleich Quadratische/Runde Antenne
Quadratische Antenne
4,88 mV
Empfangsspannung
Tag - Spannungsdifferenz 200 μV
236
Runde Antenne (Verbesserung)
5,26 mV
(7,8%)
220 μV
(10%)
Materialdurchmesser und Frequenzbandbreite
Ein wichtiger Schwerpunkt im Projekt war die Ermittlung des Verhaltens von mehreren Kupplungen in
einem System.
Um mehrere Kupplungen zu unterscheiden, können die Kupplungen mit Schwingkreisen
unterschiedlicher Resonanzfrequenz versehen werden. Dies erfordert eine größere Bandbreite im
System. Die im Projekt bislang benutzten Magnetantennen weisen allerdings ein schmalbandiges
Verhalten auf. Dies konnte durch Messungen verifiziert werden.
Eine Möglichkeit, die Bandbreite zu erhöhen, besteht darin, den Leiterquerschnitt zu vergrößern. Zur
Vergrößerung des Leiterquerschnitts kann Rohrmaterial eingesetzt werden (siehe nachfolgende
Abbildung).
Abbildung 259: Realisierte Antenne aus Rohrmaterial
Mittels der erarbeiteten Antennenvariationen wurden Untersuchungen zur Bandbreite durchgeführt.
Die folgende Abbildung zeigt die Empfangsspannung in Abhängigkeit der Frequenz sowohl bei
unterschiedlichem Durchmesser (640mm bzw. 590mm) der Antenne als auch des
Leiteraußendurchmessers (12mm bzw. 0,75mm).
Abbildung 260: Frequenzabhängigkeit
Antennendurchmesser
237
der
Empfangsspannung
bei
unterschiedlichem
Ergebnisse und Schlussfolgerungen aus Teil 1
Ergebnisse aus Teil 1
•
Es wurden verschiedene Prototypen der Antennen und Anpassungseinrichtungen entworfen
und gebaut. Optimierungen konnten vorgenommen werden.
•
Durch den Einsatz des Tags wurden Spannungsänderungen auf der Empfangsseite auch in
Abhängigkeit von der Frequenz erzeugt; eine Auswertbarkeit ist damit nachgewiesen.
•
Es wurde der Nachweis erbracht, dass bei der linear polarisierten Ausrichtung zwischen
Antennen und Tag der Einfluss auf die HF-Sendeenergie maximal ist und bei Abweichung
davon soweit sinken kann, dass eine Auswertung nicht mehr möglich war.
•
Es wurde nachgewiesen, dass ein größerer Durchmesser der Antennen eine größere
Spannungsänderung durch das Tag auf der Empfangsseite bewirkt.
•
Mit zunehmendem und abnehmendem Abstand der Antennen zueinander sinkt die
Spannungsänderung durch das Tag (speziell bei Anpassung).
•
Die auf Resonanzfrequenz abgestimmten Magnetantennen sind relativ schmalbandig. Durch
die Veränderung der Antennenform lässt sich die Bandbreite vergrößern.
•
Durch verschiedene Anpassungseinrichtungen ließ sich die gewünschte Spannungsänderung
verbessern.
•
Im Bereich der Resonanzfrequenz entscheidet die Lage des Tags zu den Antennen
entscheidend über die Spannungsdifferenz, die bei konstanter Frequenz und
Lageveränderung sowohl positiv als auch negativ werden kann.
Schlussfolgerungen aus Antennensystementwicklung Teil 1
•
Auf Grund der maximalen Spannungsänderung und der Bandbreite sollte eine große und
runde Antennenform (Durchmesser der Antenne und des Leiters) angestrebt werden.
•
Zur Optimierung ist es zweckmäßig, dass die Abmessungen des zukünftigen Einsatzgebietes
zur Verfügung stehen. (Im Fall verschiedener Abmessungen und Umgebungsbedingungen
sind in späteren Schritten automatische Anpassungsmechanismen bzw. auch Möglichkeiten
der Modularität zu entwickeln.)
•
Die Erhöhung der Sendeenergie kann die Störeinflüsse verringern und bringt größere
Spannungsänderungen mit sich. Durch Optimierungen ist die Sendeenergie reduzierbar.
•
Die Position des Transponders im Raum hat entscheidenden Einfluss auf die
Spannungsdifferenz, die Besonderheiten dabei sind vor allem bei der Auswertung dieser
Differenz zu berücksichtigen
238
3.7.9.10
Antennensystementwicklung Teil 2
Vorgehensweise
Im zweiten Teil der Bearbeitung wurde der Forderung nach 3-D-Fähigkeit nachgegangen. Dafür waren
aufbauend auf dem ersten Teil der Antennensystementwicklung Modifizierungen erforderlich. Für
eine zuverlässige Funktionsweise des Systems ist es unerlässlich, den Zustand der
Montagekupplungen in allen möglichen Positionen zu erkennen. Im Rahmen der Arbeiten am
Montagesensor erfolgte daher eine Optimierung des Antennensystems. Insbesondere wurden auf der
Basis der bisherigen Ergebnisse Veränderungen am Antennendesign und der Anpassung
vorgenommen. Dabei wurden weitere Muster entwickelt und entsprechende Messwerte
aufgenommen, deren Kenntnis für die Signalauswertung erforderlich ist.
Um die 3-D-Fähigkeit zu erreichen, gibt es verschiedene Modifizierungsmöglichkeiten:
•
Antennensystem aus mehreren miteinander verbundenen Magnetantennen, die
nebeneinander liegend angeordnet werden. Die Beschaltung der nebeneinander liegenden
Antennen sollte 90 Grad phasenversetzt erfolgen.
•
Antennensystem mit je 2 Magnetantennen, die um 90 Grad versetzt und außerdem um 90
Grad phasenversetzt angesteuert werden
•
Antennensystem mit 3 Magnetantennenpaaren, quadratische Anordnung im Raum.
Verbundene Magnetantennen, 90 Grad Phasenversatz
Für das Antennensystem mit verbundenen Magnetantennen stellen einzelne Magnetantennen eine
Ausgangsbasis dar. Dabei werden unter Beibehaltung der vertikalen Lage mehrere Magnetantennen
sowohl untereinander angeordnet als auch miteinander verbunden. Es sind sowohl runde als auch
ovale Formen bzw. quadratische und rechteckige Formen möglich (siehe nachfolgende Abbildung
269). Abweichungen von diesen Formen sind für eine weitere Optimierung nicht unbedingt
ausgeschlossen. Die Verbindung zwischen den Magnetantennen erfolgt über Kreuz (Abbildung 270).
Für die Sendeseite und für die Empfangsseite werden jeweils zwei der beschriebenen vertikalen
Anordnungen verwendet. Sie sind in ihrer Gestaltung unterschiedlich und werden in der Regel 90
Grad phasenversetzt beschaltet.
239
Abbildung 261: Verbindung runder und ovaler (rechts) sowie rechteckige Antennenformen
(links)
240
Abbildung 262: Kreuzförmige Antennenanordnung
Antennensystem mit je zwei Magnetantennen 90 Grad Phasenversatz
Bei diesem Antennensystem besteht die Sendeseite und die Empfangsseite aus jeweils 2
Magnetantennen, die um 90 Grad versetzt sind und außerdem um 90 Grad phasenversetzt
angesteuert werden (siehe folgende Abbildung). Nachteilig bei dieser Ausbaustufe wirkt sich der hohe
Platzbedarf der Antennenkonstruktion aus.
Abbildung 263: Antennensystem mit je zwei Magnetantennen 90 Grad Phasenversatz
Antennensystem in quadratischer Anordnung
Dieses Antennensystem beruht im Wesentlichen auf der Antennenanordnung aus dem ersten Schritt.
Die Antennen sind hier sowohl horizontal als auch vertikal angeordnet.
241
Abbildung 264: Antennensystem in quadratischer Anordnung
Ergebnisse/Schlussfolgerung aus dem zweiten Schritt
Im Rahmen der Projektarbeit wurden alle drei Modifizierungsvarianten entworfen und gebaut. Zur 90
Grad phasenversetzten Ansteuerung sowie zur Impedanzanpassung sind für die Modifikationen
entsprechende Schaltungen entwickelt und aufgebaut worden. Die Abstimmung der Antenne auf
Resonanzfrequenz, die Impedanzanpassung und die Erzeugung des 90-Grad-Phasenversatzes sind
relativ eng miteinander verkoppelt. Für deren Entwicklung, speziell für die Erzeugung des 90-GradPhasenversatzes, waren aufwendige Recherchen, Berechnungen bzw. Simulationen erforderlich, um
den hohen technischen Forderungen gerecht zu werden. Die durchgeführten Messungen erbrachten
allerdings noch nicht die gewünschte 3-D-Fähigkeit.
3.7.9.11
Anpassungssysteme
Resonanzfrequenzabstimmung
Wie oben bereits beschrieben, ist eine Magnetantenne schmalbandig. Die Resonanzfrequenzabstimmung wurde zunächst mit Bauelementen vorgenommen, die entsprechend ihrem
Toleranzbereich feste Werte haben. Für eine weitere Optimierung des Systems, könnten aber auch
steuerbare Bauelemente zur Resonanzfrequenzabstimmung eingesetzt werden, um eine relativ
gleichmäßig hohe Sende- bzw. Empfangsspannung erzielen zu können.
Abbildung 265: Obenliegende (links)
abstimmung
242
und untenliegende (rechts)
Resonanzfrequenz-
Nachfolgende Tabelle 47 stellt die Ergebnisse der Untersuchungen an den Antennen mit
Resonanzabstimmung dar. Es sind hier deutliche Verbesserungen erkennbar.
Tabelle 47: Ergebnisse der Resonanzabstimmung
Untenliegende
Obenliegende Untenliegende
Abstimmung,
Abstimmung, Abstimmung,
einseitig (Verbesserung) beidseitig (Verbesserung)
einseitig
26,8 mV
Empfangsspannung
Tag - Spannungsdifferenz 1,76 mV
30,8 mV
1,96 mV
(15 %)
(11 %)
135,2 mV
6,2 mV
(439 %)
(316 %)
Anordnung zur Impedanzanpassung
Abbildung 266: Magnetantenne mit Impedanzanpassung
Die Impedanzanpassung zwischen Antenne und Anschlussleitung erfolgte durch Annäherung bzw.
Entfernung der Anschlussstellen voneinander.
HF-Leistungsteilung
Bei der Schaltungsauswahl kann entsprechend den eingesetzten Bauelementen zwischen aktiven
und passiven Schaltungsvarianten unterschieden werden. Die folgenden Abbildungen zeigen
verschiedene Varianten. Für die weitergehenden Untersuchungen wurden im Ergebnis die passiven
Schaltungsvarianten ausgewählt.
Eine passive Schaltung für die HF-Leistungsteilung kann sowohl auf der Sende- als auch auf der
Empfangsseite eingesetzt werden. Auf der Sendeseite wird ein HF-Signal in zwei gleich große Signale
aufgeteilt. Mit einem Leistungsteiler auf der Empfangsseite werden die HF-Signale des zweiteiligen
243
Empfangsantennensystems zusammengeführt. Die Aufteilung bzw. Zusammenführung erfolgt zu
gleichgroßen Teilen. In Abhängigkeit von der Schaltung traten bei der Aufteilung bzw.
Zusammenführung Verluste auf. Die Impedanz wurde beibehalten.
Abbildung 267: Einfacher Leistungsteiler
Abbildung 268: Wilkinson-Leistungsteiler
3.7.9.12
Phasenschieber
Ein Antennensystem kann mit zwei Signalen gleicher Leistung angesteuert werden, die
unterschiedliche Phase haben. Zur Erzeugung des Phasenunterschiedes wurde ein Phasenschieber
eingesetzt. Nachfolgend sind zwei mögliche Varianten aufgeführt.
90° Phasenschieber
Abbildung 269: Einfache Schaltungen (RC oder RL)
244
Abbildung 270: Pi-Schaltung
Abbildung 271: Visualisierung des Phasenversatzes bei der Pi-Schaltung
Die Bestimmung der erforderlichen Kapazität und Induktivität erfolgte gemäß den nachfolgenden
Formeln:
C=
1
1
=
= 381,40 pF
Z 0 ⋅ 2π ⋅ f 50 ⋅ 2π ⋅ 8,35 ⋅10 6
L=
Z0
50
=
= 953,02nH
2π ⋅ f 2π ⋅ f 8,35 ⋅10 6
Leistungsteilung / Zusammenführung mit 90° Phasenschieber
Mit Feldverkopplung , L und C (Hybridkoppler)
Der Hybridkoppler ermöglicht mit geringen Verlusten eine gleich große Impedanz am Eingang bzw.
Ausgang, eine Signalaufteilung/Zusammenführung und den
90° Phasenversatz bei gleicher
Amplitude. Nachfolgende Abbildung stellt die Schaltung eines Hybridkopplers dar.
245
Abbildung 272: Hybridkoppler
Abbildung 273: Leistungsteiler mit Kontaktierung
In Abhängigkeit von der Frequenz gibt es verschiedene Ausführungsformen beim WilkinsonLeistungsteiler. Für den Bereich um 8 MHz ist ein Doppelloch-Ferritkern mit 7 Windungen eingesetzt
worden. Eine Leitung hat 0,3 mm Durchmesser. Es sind zwei Leitungen miteinander verdrillt. Für den
Aufbau wurde eine Lochrasterplatine verwendet. In die Platine wurden die Lötkontakte eingebracht
und die Verdrahtung erfolgte auf der Rückseite.
246
Abbildung 274: Kombination aus Symmetrierglied, Leistungsteiler und Phasenschieber
Das Antennensystem ist erdsymmetrisch gestaltet. Aus diesem Grund ist eine symmetrische
Einspeisung zweckmäßig. (Gegebenenfalls lässt sich durch zeitweise unsymmetrische Einspeisung
die Detektion des Kupplungszustandes verbessern. Die Chance zur Verbesserung ist gering und
wurde zunächst nicht angestrebt.) Für die Untersuchungen wurde ein HF-Generator eingesetzt, der
nur einen unsymmetrischen Ausgang (Koaxialkabel-Anschluss) hat. Aus diesem Grund wurde ein
Symmetrierglied zwischengeschaltet.
Dem Symmetrierglied folgt ein Leistungsteiler, der das HF-Signal in zwei gleichgroße Signale aufteilt.
Die Signale werden phasenversetzt dem zweiteiligen Antennensystem zugeführt. Zur Erzeugung des
Phasenversatzes ist in einem Signalweg ein Phasenschieber zwischengeschaltet. Der
Phasenschieber besteht aus zwei Doppellochkernen mit je 10 Windungen und einem Kondensator
von 82 nF.
3.7.9.13
Ergebnisse der Antennenentwicklung
Zunächst wurde beim Projekt ein RFID-System ausgewählt und untersucht. Damit konnte der
Nachweis erbracht werden, dass nicht jedes RFID-System für die Montagezustandserkennung
geeignet ist. Das System ließ sich, jedoch mit Einschränkungen, für die Montagezustandserkennung
nutzen und hat den Schaltungsentwurf in der GEMAC positiv beeinflusst.
Da RFID-Systeme für spezielle Anwendungen entwickelt werden, war die Chance, auf dem Markt ein
System zu finden, das die vorgesehene Montagezustandserkennung vollständig abdeckte, gering.
Vollständige Konstruktionsunterlagen einschließlich der Schaltungen wären gegebenenfalls
zugänglich gewesen. Der Erwerb aber hätte zum einen das Budget überschritten und zum anderen
besteht auf Grund der speziellen Anwendbarkeit des Systems die Notwendigkeit, Veränderungen an
der Konstruktion bzw. der Schaltung vornehmen zu müssen.
Auf der Basis dieser Überlegungen wurde eine "grundsätzliche" Systemübersicht entwickelt und im
Projektverlauf vorangestellt.
247
Die erkannte Problematik der eingeschränkten Anwendbarkeit von RFID-Systemen wurde bei der
Entwicklung einbezogen, mögliche Alternativen wurden erwogen. Zur Problemreduzierung wurde der
Aspekt der Modularisierung eingebracht.
In der ersten Projektphase wurde an der HF Signalgenerierung gearbeitet und eine Schaltung
entworfen und gebaut.
Im weiteren Projektverlauf war der Schwerpunkt auf die Entwicklung des Antennensystems und der
Anpasseinrichtung gelegt, denn Technik für die
HF-Signalgenerierung und Auswertung war
vorhanden.
Jetzt wurde durch praktische Messungen mit Hilfe eines Transponders ein Transpondersignal
bestimmt, das annähernd mit dem der geplanten Montagekupplung übereinstimmt und eine gute
Grundlage beim Entwurf war. Es diente als Bezugsgröße beim Vergleich zwischen den einzelnen
Entwürfen.
Die im ersten Teil der Antennensystementwicklung erprobten/getesteten Antennenmodelle sind z.B.
dafür geeignet, den Kupplungszustand einer Kupplung zu ermitteln, die eine relativ genau
vorbestimmte Lage hat. Während mit großen Modellen der Signalpegel erhöht werden kann, lässt sich
mit den kleinen auf Grund ihrer Abmessung der Platz- und Materialaufwand reduzieren.
Sind mehrere Kupplungen zu identifizieren, kann der geringe Empfangspegel, der durch die
Schmalbandigkeit der Antenne hervorgerufen wird, durch eine breitbandigere Antenne aus
Rohrmaterial erhöht werden.
Der zweite Teil der Antennensystementwicklung baute auf den ersten Teil auf. Er war darauf
ausgerichtet, die Kupplung bzw. Kupplungszustände innerhalb eines bestimmten Raumes bei
unbestimmter Lage zu identifizieren. Dazu wurden im zweiten Teil geeignete Festlegungen zum HFEnergieerzeugungs-, Anpass-, und Antennensystem getroffen. Es wurden Schaltungen entworfen
und aufgebaut. Die vorausschauenden Einzelbetrachtungen der Systeme und ihre Erprobungen
waren erfolgreich. Es traten jedoch bei der Verbindung der Einzelsysteme Abweichungen von den
Einzelbetrachtungen auf. Diese Abweichungen wurden beim HF-Schaltungsentwurf durch
anschließende Korrekturen reduziert.
Bei den Anpassungsschaltungen wurden Schaltungen mit folgenden Funktionen erarbeitet:
•
Leistungsteiler (möglichst verlustlose Aufteilung eines HF-Signals in zwei gleiche Signale mit
der Einschränkung der Leistungsreduzierung)
•
90° Phasenschieber (RL oder RC -Schaltung, Pi-Schaltung)
•
Hybridkoppler (Leistungsteilung mit 90° Phasenversatz)
Es sind vier markante Varianten für die HF-Signalerzeugung erarbeitet worden, die nachfolgend
(jeweils) unterschiedliche Anpassungssysteme und Antennensysteme erfordern und deren
Empfangssignale schließlich auch voneinander abweichen.
•
Ein HF-Signal, mit welchem über eine entsprechende Schaltung mehrere Antennen des
Sendeantennensystems nacheinander angesteuert werden.
Dafür wurden die ersten Antennenmodelle unter Berücksichtigung der Polarisation genutzt und
räumlich unterschiedlich angeordnet. Die HF-Signalerzeugung und Anpassung musste dafür geeignet
248
ausgelegt werden. Eine Identifikation war zwar nachvollziehbar, aber in Abhängigkeit von der
Ausrichtung und dem Abstand zum Antennensystem nicht durchweg möglich.
•
Ein HF-Signal, das über eine Anpassschaltung zu gleichen Teilen aufgeteilt wird und einen
90°-Phasenunterschied erzeugt (entweder Leistungsteiler mit Phasenschieber oder
Hybridkoppler)
Die Anpassschaltungen wurden entworfen, Prototypen aufgebaut und einzeln getestet. In Verbindung
mit dem Antennensystem war auch hier eine Identifikation nachvollziehbar, aber in Abhängigkeit von
der Ausrichtung und dem Abstand zum Antennensystem nicht durchweg möglich.
•
Zwei HF-Signale, die 90° phasenversetzt sind
•
HF-Signale mit sich ändernder Phasenlage (Diese Variante baut auf der zweiten und dritten
Variante auf.)
Durch Lagevariation der Kupplung, z. B. durch Bewegungen in Verbindung mit dem Schließvorgang,
wie auch durch Variation der Phase (variable Ausleuchtung des Raumes), konnte eine für den
praktischen Einsatz geeignete Kupplungszustandserkennung vorgestellt werden. Die entwickelte
Lösung gestattet es, den Montagezustand der Kupplung zu erkennen. Auf Grundlage dieser
Ergebnisse ist es möglich, nach Abschluss des Projektes in einer Industrialisierungsphase ein erstes
Zielsystem zum Einsatz bei einem Automobilhersteller zu schaffen.
249
4
Zusammenfassung
Im Rahmen dieses Forschungsvorhabens ist ein energieautarkes drahtloses Sensormikrosystem
entwickelt worden. Die Neuheit dieses drahtlosen Systems besteht darin, dass es als energieautarkes
Sensorsystem speziell für den Einsatz in Fahrzeugen konzipiert worden ist. Der neu entwickelte
energieautarke Drucksensor überträgt den Förderdruck im Kraftstoffsystem von Fahrzeugen drahtlos
im 2,4-GHz- Frequenzband an einen Funk- Empfänger. Das System ist mit einem proprietären
Funktransceivers,
der
im
2,4-GHz-Frequenzband
arbeitet,
realisiert
worden.
Die
Gesamtenergieaufnahme des Systems konnte durch konsequente Energiesparmaßnahmen wie z. B.
die
Entwicklung
spezieller
Power-Management-Hardware,
die
Weiterentwicklung
der
Steuerungssoftware sowie durch den Einsatz eines proprietären Netzwerkprotokolls bzw.
Netzwerkstacks auf ein Minimum reduziert werden. Das energieautarke Sensorsystem wird durch
einen kinematischen Wandler mit Energie versorgt, wobei ein Messwert übertragen wird, sobald
ausreichend Energie im System vorhanden ist. Somit variiert die Systemdatenrate abhängig vom
Systemenergieniveau. Da diese Art der Energieversorgung keine konstante Leistung an die Schaltung
abgibt, ist eine spezielle Anpassschaltung, bzw. eine Spannungsversorgungsschaltung gefunden
worden, die es erlaubt, den kinematischen Energiewandler an die Sensorschaltung anzupassen. Die
grundlegende Idee ist, einen Energiespeicher so lange mit Energie zu versorgen, bis ein bestimmter
Schwellenwert erreicht wird. Dieser Schwellenwert wurde so festgelegt, dass für die Druck- und
Temperaturmessung ausreichend Energie im Speicher vorhanden ist. Nach erfolgreicher Übertragung
geht die Schaltung wieder in den Zustand des „Energiesammelns“ über. Im Vorhaben hat sich gezeigt,
das sich die Leistungsdichte des Wandlers durch eine Optimierung der Magnet/Spule-Konfiguration im
Mittel (realer Generatorbetrieb) deutlich über 1,5 mW/cm3 steigern ließ. Spitzenwerte von 5,5mW/cm3
im Resonanzbetrieb konnten erzielt werden. Gleichzeitig ist es gelungen, den Energiebedarf der
Elektronik und des HF Transivers deutlich zu senken, sodass mit dem vorliegenden Wandler und der
Elektronik ein Duty Cycle von ca. 1 Hz erreicht werden konnte. Dies ist für viele Anwendungen des
Zustandsmonitorings im Kfz ausreichend. Um einen möglichst kompakten Systemaufbau bestehend
aus Drucksensor, Energiewandler mit Energiespeicher, Controller und HF Modul realisieren zu
können, wurde eine Aufbauvariante in Form eines PCB/MID Trägerrahmens untersucht und
dargestellt. Das komplette System ist so ausgelegt, dass es auch bei sehr rauen
Umgebungsbedingungen (Vibration, Schock und Temperaturen von -40°C bis 125°C) eingesetzt
werden kann. Die theoretische Laufzeit, also die Nutzungsdauer des autarken Sensorsystems, ist nur
von der Lebenszeit der elektronischen und mechanischen Komponenten abhängig. Durch die
Einfachheit der fluidischen Steckverbindung (Integration in eine SAE- Schnellkupplung) kann das
System ohne hohen Aufwand im Fahrzeug montiert werden. Die Wahl des Einbauortes muss bei
Verwendung eines kinematischen Wandlers lediglich eine ausreichende Kopplung zur
Vibrationsquelle (Motor) gewährleisten. Derzeit ist das System als Demonstrator im
Evaluierungsstadium. Das System kann zukünftig weiter energieoptimiert werden, wenn z.B. die
Funktionen des µC zusammen mit dem Funkmodul in einem ASIC zusammengefasst sind.
Ein weiteres Ziel des Förderprojekts war die Entwicklung eines Montagesensors zur
Montageüberwachung von fluidischen Schnellkupplungen (QC´s). Im Rahmen der Arbeiten wurde das
Prinzip des auf einem LC-Schwingkreis basierenden, passiven und drahtlos auslesbaren
Montagesensors anhand verschiedener Aufbauten verifiziert. Neben den Untersuchungen zu MIDbasierten Montagesensoren wurde weitere Aufbautechnologien unter Verwendung einer variablen
Induktivität genutzt und das Sensordesign erfolgreich überführt. Der Gegenstand weiterer
Untersuchungen bestand darin, das Sensorprinzip in weiteren Aufbautechnologien noch
kostengünstiger umzusetzen. Dies ist als ein gewickeltes Spulen und Festkapazitätssystem und in
Folientechnik realisiert worden. Die Montagesensoren detektiert die zwei Zustände „offen“ bzw.
„geschlossen“ einer fluidischen Schnellkupplung über die Annäherung (Verstimmung) eines
Dielektrikums oder der Änderung der Induktivität einer Spule. Die erste Generation Montagesensoren
wurde in LPKF-LDS-Technik aufgebaut und später in eine modifizierte Aufbauvariante als Spule/
Festkapazität überführt.
5
Veröffentlichung der Ergebnisse
“Energy Autonomous Wireless-Sensors for Fluidsystems
in Automotive Applications“
André Bülau, HSG-IMAT, Stuttgart, (DE)
Martin Kurth, A.Raymond GmbH, Lörrach, (DE)
Hannover Messe 2010, Forum „Innovations for Industry“
„Intelligente Montagesensoren für Kupplungen für Kraftstoffleitungen mit Aufbau in MID-Technik“
Dr. M. Kurth, A. Raymond GmbH & Co.KG
Workshop Innovative Anwendungen der MID-Technik
07. 10. 2009, Haus der Wirtschaft, Stuttgart
„Energieautarker Montagesensor für fluidische Schnellkupplungen“
Dr. M. Kurth, Dipl. Ing. A. Bülau, Prof. Dr. rer. nat. H. Kück, Dipl. Ing. O. Laux, Dr. Ing. V. Mayer;
Mikrosystemtechnik-Kongress 2011, 10.-12. Oktober 2011 in Darmstadt
„IEKU - Intelligente energieautarke Kupplungen für fluidische Systeme in Fahrzeugen“
Dr. M. Kurth et all;
1. Öffentliches Statusmeeting für energieautarke
Mikrosysteme – EAS am 25./26.02.2010, Hotel Berlin, Berlin
Lützowplatz 17, D-10785 Berlin
„MID basiertes Systemgehäuse für intelligente Kupplungen“
Dr. C. Moosmann, A. Raymond GmbH & Co.KG
Workshop Innovative Anwendungen der MID-Technik
07. 10. 2009, Haus der Wirtschaft, Stuttgart
“Energieautarker Drucksensor für Kfz durch Vibration”
M. Kurth, A.Raymond GmbH, Lörrach
6. GMM Workshop Energieautarke Sensorik, 26./27. Oktober 2010, Hamburg
“Energieautarker Drucksensor für automobile Anwendungen“
M. Kurth, A.Raymond GmbH, Lörrach
Deutsche IMAPS- Konferenz, 12.-13. Oktober 2010, München
„IEKU - Intelligente energieautarke Kupplungen für fluidische Systeme in Fahrzeugen“
Dr. M. Kurth et all;
2. Öffentliches Statusmeetings im Bereich der „Energieautarken Mikrosysteme – EAS“ sowie der
„Autonomen vernetzten Sensorsysteme - AVS“ 14. und 15.02.2011 Berlin
„Energieautarker Montagesensor für fluidische Schnellkupplungen“
Proceedings: MikroSystemTechnik KONGRESS 2009 10/12/2009 - 10/14/2009
Authors:
Kurth, M.; Laux, O. (A. Raymond GmbH & Co. KG Schnellbefestigungssysteme, Teichstraße 57,
79539 Lörrach)
Bülau, A.; Kück, H.; Mayer, V. (Institut für Mikroaufbautechnik der Hahn-Schickard-Gesellschaft e.V.
(HSG-IMAT), Allmandring 9b, 70569 Stuttgart)
VDE- Verlag
6
Verwertung der Ergebnisse
Inzwischen haben alle bedeutenden OEM konkrete Entwicklungsprogramme zur Minderung von
Verlustleistungen im Powertrain gestartet. Im Fokus steht dabei ein energieeffizientes
Nebenaggregate-Management, d.h. es sollen Verlustleistungen durch geeignete Steuerungskonzepte
und durch den Einsatz neuer Technologien (Hybrid- Technik) deutlich reduziert werden. Dies macht
die Integration weiterer sensorischer Funktionen z.B. im Kraftstofffördersystem oder in den
Kühlsystemen erforderlich. Hier soll der IEKU Demonstrator eingesetzt werden.
Abbildung 275: Übersicht möglicher Funksensoren im Fahrzeug
Die Anwendung energieautarker Sensoren im Fahrzeugbau wird zukünftig wesentlich durch die
Einführung von Reifendrucksensoren forciert werden. In Europa müssen ab November 2012 alle
neuen Fahrzeugmodelle und alle Neuwagen mit einem Reifendruck-Überwachungssystem
ausgerüstet sein. Auf dem US-Markt sind Reifendruck-Kontrollsysteme schon seit dem Jahr 2007 für
alle Neufahrzeuge mit einem zulässigen Gesamtgewicht von bis zu 4,5 Tonnen gesetzlich
vorgeschrieben. Dies wird Hemmnisse im Einsatz energieautarker Funksensoren im Automobil
wesentlich abbauen und den Weg zum Einsatz von Sensornetzwerken für das Zustandsmonitoring
beschleunigen. Wir erwarten damit auch eine Unterstützung für den Einsatz weiterer Funksensoren
wie beispielsweise fluidischer Druck- und Temperatursensoren, da mit einem fahrzeuginternen
Sensornetzwerk Synergien genutzt und der Aufwand für die Verkabelung von Einzelsensoren deutlich
reduziert wird.
Für die Marktvorbereitung von IEKU ist geplant, ein modulares System unter Berücksichtigung
verschiedener Technologiestufen zu realisieren. Dabei soll die Markteinführung des energieautarken
Drucksensors in 3 Evolutionsstufen erfolgen.
In einer ersten Stufe ist es gelungen das neue piezoresistives Absolutdrucksensorelement C32 von
Activ Sensor in ein SAE Schnellkupplungsgehäuse zu integrieren.
Dabei erfolgen die Energieversorgung und die Signalübertragung noch kabelgebunden.
Bemusterungen bei 5 bedeutenden europäischen Automobilherstellern wurden gestartet.
Serienwerkzeuge und Produktionsanlagen wurden bei A. Raymond für eine Kapazität von 300.000
Stk/Jahr installiert.
In einer zweiten Evolutionsstufe zur Markteinführung eines autarken Systems wird der Drucksensor
als Evaluierungskit mit einer Funksensorplatine ausgerüstet. Die Energieversorgung wird durch eine
Konstantspannungsquelle erfolgen. Die Empfangseinheit wird einen CAN Schnittstelle besitzen. Die
Leistungsfähigkeit des Systems soll bei Versuchs- und Entwicklungsfahrzeugen von 3 europäischen
OEM ermittelt werden.
Dabei werden die Datenübertragungsprozesse soweit optimiert, dass ein zuverlässiger Betrieb der
Elektronik erzielt wird. Geplant ist die Auslieferung der Demonstratorsysteme Mitte/Ende 2011. Ziel ist
es, mit den OEM in konkrete Entwicklungsprojekte zu gehen, um diese entsprechend der
Serienanforderungen zu spezifizieren.
Die dritte Evolutionsstufe beinhaltet eine eigene Energieversorgung aus Vibrations- bzw.
thermoelektrischen Energiewandler. Ein wesentlicher Aspekt ist dabei eine weitere deutliche
Verbesserung im Powermanagements (Ladungsbooster) sowie eine deutliche Reduktion des
Energiebedarfs je Duty Cycle. Ferner sind die Systeme weiter in Richtung Kosten sowie Qualität
(Verlässlichkeit) zu optimieren. Ein Problem mit den aktuellen Vibrationswandlern stellen die
Herstellkosten sowie die aktuell noch begrenzte Lebensdauer der mechanischen Wandler dar. Hier
sind weitere Entwicklungsaktivitäten erforderlich.
Aktuelle Ergebnisse mit thermoelektrischen Dünnschichtelementen zeigen vielversprechende
Lösungsansätze. Erste kundentaugliche, autonome Sensoren werden bevorzugt einen
thermoelektrischen Energiewandler aufweisen und beispielsweise in fluidischen Kühlsystemen von
Fahrzeugen eingesetzt werden. Erste Bemusterungen bei deutschen OEM werden Mitte 2011 starten.
Eine weitere interessante Anwendung für autarke thermoelektrisch versorgte Temperatursensoren
stellt die Solarthermie dar. A.Raymond hat einen Demonstrator erfolgreich entwickelt und in 2010 der
internationalen Fachwelt auf der Intersolar in München sowie auf der Solar Power International in Los
Angeles vorgestellt. Ein Launchplan für die Markteinführung wird aktuell erarbeitet. Geplant sind hier
Anfangsstückzahlen von 50.000 Stk/Jahr. Die Markteinführung soll in 2012 erfolgen. Die aktuellen
Ausführungsvarianten mit fluidischer Anbindung (Automotive und Solar) sowie mechanischer
Anbindung an warmen Oberflächen (Industrie, Energie) werden auf einem Gemeinschaftsstand
zusammen mit den Partner der Supply Chain auf der diesjährigen Industriemesse in Hannover im
April 2011 der internationalen Fachwelt vorgestellt werden.
253
6.1.1.1 Patentanmeldungen
Erfindungen/Schutzrechtsanmeldungen und erteilte Schutzrechte, die vom ZE oder von am Vorhaben
Beteiligten gemacht oder in Anspruch genommen wurden, sowie deren standortbezogene Verwertung
(Lizenzen u. a.) und erkennbare weitere Verwertungsmöglichkeiten:
1.) „Kupplung für eine Fluidleitung“ DE 10 2008 014 255 B3 filing date 13.03.2008
2.) „Folienmontagesensor“ DE 10 2009 032 342.2 filing date 09.07.2009
3.) „QC Bistate Montagesensor“ DE 10 2009 043 088.1 filing date 25.09.2009
4.) „Seismischer Generator“, patent pending
5.) „Energieautarker Drucksensor für Schnellkupplungen“, patent pending
6.) „Delta L Montagesensor“, patent pending
7.) „QC Drucksensor“, patent pending
7
Literaturverzeichnis
[1] M. Mehlin et al: „Flottenverbrauch 2010“, DLR-Institut für Verkehrsforschung.
[2] P. Nefischer, “Contribution to CO2 Reduction”,BMW Group., KULI-User Meeting 2009, Engineering
Center Steyr GmbH&CoKG.
[3] Kompis et al: “Energy Harvesting Technologies to Enable Remote and Wireless Sensing”, Sensors
and Instrumentation Knowledge Transfer Network: Vpders Ltd. and Zartech Ltd., 2008.
[4] T. Oheim et al:” Analog Transmitter and Receiver Concepts for Wireless Chirp Communication at
2.44GHz”, 10. Workshop „Analog Integrated Circuits 2008“,10.-11. March 2008 TU Berlin.
[5] Nanotron White Paper Version 1.04 (NA-04-0000-0298-1.04) “nanoNET Chirp Based Wireless
Networks”, 2007
[6] S.v.d.Mark: „Energiesparende System und Schaltungskonzepte für drahtlose Sensornetzwerke“,
Fakult IV - Elektrotechnik und Informatik der Technischen Universität Berlin, 2008.
[7]
K. Finkenzeller; RFID-Handbuch – Grundlagen und praktische Anwendungen induktiver
Funkanlagen, Transponder und kontaktloser Chipkarten; 4. Auflage, Carl Hanser Verlag, München,
2006.
[8]
Printed Inductors and Capacitors, H.E. Bryan, U.S. Navy Electronics Lab., San Diego, Calif.
[9]
T. Sakurai and K. Tamaru, Simple Formulas for Two- And Three- Dimensional Capacitance,
IEEE Transactions on Electron Devices, vol. ED-30, NO. 2; pp. 183-185; 1983.
8
Abbildungsverzeichnis
Abbildung 1: Blockschaltbild einer bedarfsorientierten Pumpenregelung für FahrzeugKraftstoffsysteme ..................................................................................................................................... 9
Abbildung 2: Schematische Darstellung der Anbindung der fluidischen Schnellkupplung an den Motor
mittels Kraftstoffleitung sowie das mechanische Ersatzmodell einer Stützerregung ............................ 10
Abbildung 3: MATLAB-Simulation der Vergrößerungsfunktion in Abhängigkeit der Motordrehzahl mit
unterschiedlichen Massen ..................................................................................................................... 10
Abbildung 4: Campbell-Diagramm ........................................................................................................ 11
Abbildung 5: Detailansicht Messpunkt „A" Schnellkupplung und Messpunkt „C"
Hochdruckkraftstoffleitung ..................................................................................................................... 11
Abbildung 6: Vorgehensübersicht der Auswertung ............................................................................... 12
Abbildung 7: Histogramm der Motordrehzahl des Audi A6 Benziner in den Fahrzuständen
Stadt/Überland und Autobahnbetrieb .................................................................................................... 13
Abbildung 8: PSD Spektrale Leistungsdichte an Schnellkupplungen, gemessen bei Autobahnfahrten,
Citroen C5 Benziner .............................................................................................................................. 14
Abbildung 9: PSD Stadtfahrt Citroen C5 Benziner ................................................................................ 14
Abbildung 10: Schematische Darstellung eines bedarfsgeregelten Kraftstoffsystems ......................... 16
Abbildung 11: Konzeptionelle Darstellung des Regelkreises ................................................................ 16
Abbildung 12: Laborprüfstand ............................................................................................................... 17
Abbildung 13: LabVIEW-Blockdiagramm .............................................................................................. 18
Abbildung 14: Graphische Oberfläche .................................................................................................. 18
Abbildung 15: Ersatzschaltbild Pumpe .................................................................................................. 19
Abbildung 16: Exemplarische Darstellung eines PT1-Verhaltens ......................................................... 20
Abbildung 17: Graphische Darstellung der für die Messungen verwendeten Störfunktion ................... 20
Abbildung 18: Graphische Darstellung der Messergebnisse für Abtastraten von 1000Hz, 100Hz, 10Hz
und 5Hz ................................................................................................................................................. 21
Abbildung 19: Vergleich Messergebnisse mit einer Abtastrate von 5Hz und 1Hz ................................ 22
Abbildung 20: Schritte im Rahmen der Entwicklung des Energiewandlerbausteins ............................. 23
Abbildung 21: Bei einer Stadtfahrt gemessene Vibration an einer fluidischen Kupplung in einem Ford
Focus (oben). Leistungsdichtespektrum des Vibrationsprofils (unten) ................................................. 24
Abbildung 22: Bei einer Autobahnfahrt gemessene Vibration an einer fluidischen Kupplung in einem
Ford Focus (oben). Leistungsdichtespektrum des Vibrationsprofils (unten) ......................................... 25
Abbildung 23: Potentielle Magnet/Spulekonfigurationen des Energy-Harvesters, die im Rahmen des
IEKU Projekts untersucht, optimiert und auf Effizienz verglichen werden ............................................ 26
Abbildung 24: Axiales Zylindermagnetfeld mit analytischem Ansatz (links) und als Vergleich mit der
FEM Methode berechnet (rechts) .......................................................................................................... 27
Abbildung 25: Magnetischer Fluss in der Spule beim eintauchen des Magneten (oben). Der maximale
Kopplungsfaktor ergibt sich für eine Ruhelage des Magneten bei ca. 40% der Spulenlänge .............. 27
Abbildung 26: Für jedes zylindrische Bauvolumen kann durch Simulation die optimale
Magnet/Spulengeometrie berechnet werden, mit der die größten Spannungen generiert werden ...... 28
Abbildung 27: Axiale Komponente der magnetischen Induktion für vier entgegengesetzt polarisierte
Rechteckmagnete.................................................................................................................................. 29
Abbildung 28: Zunahme der Kreisabschnittsflächen jeder Windung einer Spule mit 67 Windungen auf
der Planseite .......................................................................................................................................... 29
Abbildung 29: Magnetische Flussfunktion für Konfiguration II .............................................................. 30
Abbildung 30: Optimierung des Kopplungsfaktors für unterschiedliche Bauvolumen (1 cm³,1.5 cm³,2
cm³)........................................................................................................................................................ 30
Abbildung 31: Gesamtmodell zur Simulation des Generators unter realitätsnahen Bedingungen ....... 31
Abbildung 32: Effekt der Schwingwegbegrenzung für das Einschwingverhalten eines harmonischen
Oszillators .............................................................................................................................................. 32
Abbildung 33: Leistungsanpassung durch transiente numerische Simulation des Gesamtmodells.
Durch die Schwingwegbegrenzung ist die Kurve nicht vollständig ausgeprägt .................................... 32
Abbildung 34: Bei Anregung unter Stadtfahrtbedingung resultieren Auslenkungen bis zu Begrenzung
von 1 mm und Ausgangsspannungen unter Leistungsanpassung bis 3 V ........................................... 33
Abbildung 35: Effektive Leistung der Konfiguration I für verschiedene Bauvolumen............................ 33
Abbildung 36: Entwicklung Energy-Harvester-Demonstratoren ............................................................ 34
Abbildung 37: Messvorrichtung zur Bestimmung des magnetischen Flussgradienten der
unterschiedlichen Magnet/Spule Konfigurationen ................................................................................. 35
Abbildung 38: Gemessene und simulierte Flussfunktion für Konfiguration I mit unterschiedlichen
Magnetgeometrien (oben Magnet D3x5mm, unten Magnet D4x6mm) ................................................. 36
Abbildung 39: Gemessene und simulierte Flussfunktion für Konfiguration II mit unterschiedlichen
Magnetgeometrien (oben Magnet D10x3mm, unten Magnet D10x10mm) ........................................... 37
Abbildung 40: Aufbau des ersten Energiewandler Demonstrators A I .................................................. 38
Abbildung 41: Energiewandler Demonstratoren mit den aus den Vibrationsspektren abgeleiteten
idealen Resonanzfrequenzen ................................................................................................................ 39
Abbildung 42: Harvester-Demonstrator A II (Redesign) mit Elektronik und Puffer ............................... 39
Abbildung 43: Harvester-Demonstrator A II (Redesign) mit Elektronik (Rectifier) ................................ 40
Abbildung 44: Energieeffiziente Gleichrichtung: NMOS-Gleichrichter erstetzt Vollbrücken-Gleichrichter
............................................................................................................................................................... 41
Abbildung 45: Energie-Zwischenspeicher: Doppelschichtkondensator (Gold-Cap) ............................. 41
257
Abbildung 46: Gemessene induzierte Spannung für Frequenzdurchläufe bei unterschiedlichen
Vibrationsamplituden (Laborumgebung) ............................................................................................... 42
Abbildung 47: Maximale Leistungsdichte der Demonstratoren mit zugehörender Anregungsamplitude
............................................................................................................................................................... 43
Abbildung 48: Simulierte Vergleichsspannung in der Feder bei maximaler Auslenkung (oben) und
Ausschnitt aus dem Federelement mit Ermüdungserscheinung nach dem Dauertest ......................... 43
Abbildung 49: Energie-Generator (AII 60 Hz) Perfomance/ Labormessungen: Leistung & Spannung 44
Abbildung 50: Energie-Generator (AII 110 Hz) Perfomance/ Labormessungen: Leistung & Spannung
............................................................................................................................................................... 44
Abbildung 51: Messpunkte im Motorraum eines Kfz an denen die Feldversuche durchgeführt wurden
............................................................................................................................................................... 45
Abbildung 52: Beispielauswertung einer Landfahrt mit Energiewandler Demonstrator 084016, 82Hz 45
Abbildung 53: Beispielauswertung einer Landfahrt für den Demonstrator A II. Die innere Auslenkung
wurde dabei aus Dauerfestigkeitsgründen konstruktiv auf (a) 0.4 mm und (b) 1 mm begrenzt .......... 46
Abbildung 54: Positionierung der Schwingfeder des Harvesters .......................................................... 49
Abbildung 55: Montage der Magnetaufnahme des Harvesters ............................................................. 49
Abbildung 56: Gesamtaufbau des Harvesters....................................................................................... 50
Abbildung 57: Clipsverbindung des Harvester Gehäuse ...................................................................... 51
Abbildung 58: FEM Netzmodell Clipsverbindung .................................................................................. 51
Abbildung 59: Verformungen in der Clipsverbindung Harvestergehäuse ............................................. 52
Abbildung 60: Spannungsverteilung in der Clipsverbindung................................................................. 53
Abbildung 61: Kraft- Wegdiagram der Clipsverbindung ........................................................................ 53
Abbildung 62: Füllstudie Federträgerelement Harvester....................................................................... 54
Abbildung 63: Feder- Charakteristik des 60Hz und 100 Hz Generators ............................................... 56
Abbildung 64: Ultraschall Nietvorrichtung ............................................................................................. 57
Abbildung 65: Nietverbindung nach dem Ultraschallschweißen ........................................................... 58
Abbildung 66: Generator Einzelteile und ZSB ....................................................................................... 58
Abbildung 67: Erzeugte Generatorspannung in Abhängigkeit der Lastzyklen ...................................... 59
Abbildung 68: Gemessene Generatorspannung (oben) und Federbruch nach Dauerbetrieb (unten).. 60
Abbildung 69: Detailaufnahmen der lasergeschnittenen Prototyp- Federn .......................................... 61
Abbildung 70: Leistung / Energie eines Sendevorgangs ...................................................................... 63
Abbildung 71: Spannungsverlauf am Energiespeicher ......................................................................... 63
Abbildung 72: Dead-loop Verhalten des Mikrosystems ........................................................................ 64
258
Abbildung 73: Beschleunigungsprofile (oben: Stadtfahrt, unten: Überlandfahrt) .................................. 66
Abbildung 74: Mittlere Übertragungsraten bei verschiedenen Fahrsituationen .................................... 67
Abbildung 75: Entwurf des piezoresistiven Druckmesselements ........................................................ 68
Abbildung 76: Verschiebung der Offsetspannung durch Quellen eines Silikonklebstoffs in einem
Benzin-Alkohol-Gemisch ....................................................................................................................... 70
Abbildung 77: Offsetspannung eines glasgelöteten Sensorelements im Temperature-Cycle-Test...... 71
Abbildung 78: Chipoberseite eins Drucksensorelements C32 in Relativdruckausführung ................... 72
Abbildung 79: Verhalten der Offsetspannung des Sensorelements bei Temperaturlagerung .............. 73
Abbildung 80: Einlaufverhalten der Offsetspannung bei Temperaturlagerung ..................................... 73
Abbildung 81: Hystereseverhalten der Offsetspannung bei Temperaturzyklen .................................... 74
Abbildung 82: Montage des Sensorelements mit Glaslot auf Glasrohr ................................................ 75
Abbildung 83: Offsetverhalten des Glasgelöteten Drucksensorelements im Temperaturzyklus .......... 75
Abbildung 84: Offsetspannung eines glasgelöteten Sensorelements im Temperaturzyklus ................ 75
Abbildung 85: Blockschaltbild des Sensorknotens / Systemkonzept .................................................... 77
Abbildung 86: Erster Funktionsdemonstrator ........................................................................................ 91
Abbildung 87: Blockschaltbild Zweiter Demonstrator ............................................................................ 94
Abbildung 88: Blockschaltbild Stromversorgung ................................................................................... 94
Abbildung 89: Zweiter Demonstrator ..................................................................................................... 95
Abbildung 90: Erste Firmwareversion: Energiebilanz Datenübertragung ............................................. 97
Abbildung 91: Erste Firmwareversion: Energiebilanz Datenübertragung (Detail)................................. 98
Abbildung 92: Erste Firmwareversion: Energieverbrauch und Energieverteilung................................. 99
Abbildung 93: Analogverstärker mit AD8515 ...................................................................................... 100
Abbildung 94: Verzögerte Empfängeraktivierung ................................................................................ 102
Abbildung 95: Zweite Firmwareversion: Energiebilanz Datenübertragung ......................................... 102
Abbildung 96: Zweite Firmwareversion: Energieverbrauch und Energieverteilung ............................ 103
Abbildung 10[5] 4: Stromversorgung bei einer Eingangsspannung von 2.16V................................... 105
Abbildung 98: Lastprofil bei einer Eingangsspannung von 2.16V ....................................................... 105
Abbildung 99: Verwendung des Schlafmodus des Funkmoduls ......................................................... 106
Abbildung 100: Dritte Firmwareversion: Energieverbrauch und Energieverteilung ............................ 107
Abbildung 101: Dritte Firmwareversion: Energieverbrauch und Energieverteilung inkl.
Spannungsregler ................................................................................................................................. 108
259
Abbildung 102: Dritte Firmwareversion: Lastprofil exemplarisch für U=2.16V .................................... 108
Abbildung 103: Endgültige Firmwareversion: Energieverbrauch ........................................................ 113
Abbildung 104: ZSB 1 Schnellkupplungsdesign ................................................................................. 115
Abbildung 112: Konventionelle Ansätze der Aufbau- und Verbindungstechnik. ................................. 120
Abbildung 113: Ansätze der Aufbau- und Verbindungstechnik in MID-Technik. ................................ 120
Abbildung 114: Übersicht der einsetzbaren Verbindungstechniken für die Varianten. ....................... 121
Abbildung 115: Die Evolutionsstufen des IEKU-Packages. ................................................................ 122
Abbildung 116: Konzept für Packaging-Demonstrator mit Platinen (Schnittdarstellung). ................... 123
Abbildung 117: Vollständig aufgebauter Packaging-Demonstrator. ................................................... 124
Abbildung 118: Eingesetzte Elektronik und Sensormodule ................................................................ 126
Abbildung 119: Darstellung des Demonstrator- Gehäuseaufbaus (ohne Harvester) ......................... 127
Abbildung 120: Füll- Simulationsstudie mit unterschiedlichen Angusssystemen (Moldflow) .............. 128
Abbildung 121: Füll- Simulationsstudie (Moldflow) ............................................................................. 129
Abbildung 122: Werkzeug- Füllstudie (MID- Demonstratorgehäuse) ................................................. 129
Abbildung 123: Einfluss der Spritzgießparameter auf die Bauteiloberfläche ...................................... 130
Abbildung 124: Darstellung der DaisyChain........................................................................................ 131
Abbildung 125: Schliffbild der Vias. ..................................................................................................... 132
Abbildung 126: Kontaktierungsstellen zum MID. ................................................................................ 133
Abbildung 127: MID-Teil für den Packaging-Demonstrator................................................................. 134
Abbildung 128: Überarbeitetes Laserlayout in verschiedenen Prozessstadien des LPKF-LDS-Prozess.
............................................................................................................................................................. 134
Abbildung 129: Serieller Leiterplattenaufbau. ..................................................................................... 136
Abbildung 130: Messung der Formtoleranz (links) und der Bauteilmaße (rechts). ............................. 138
Abbildung 131: Formtoleranz oben (links) und Formtoleranz unten (rechts). ..................................... 139
260
Abbildung 132: Bauteilmaße oben: lange Seite (links) und kurze Seite (rechts). ............................... 140
Abbildung 133: Bauteilmaße unten: lange Seite (links) und kurze Seite (rechts). .............................. 140
Abbildung 134: Spannungen im Polyamid bei -40°C (links) und 150°C (rechts). ............................... 145
Abbildung 135: Spannungen bei 150°C für Polyamid (links) und LCP (rechts). ................................. 146
Abbildung 136: Spannungen bei -40°C für Polyamid (links) und LCP (rechts). .................................. 146
Abbildung 137: Vergleich der normierten Scherspannung bei -40°C von PA und LCP (qualitativ) .... 147
Abbildung 138: Vergleich der normierten Scherspannung bei +150°C von PA und LCP (qualitativ) . 147
Abbildung 139: Aufbau zahlreicher DaisyChains für die Temperaturwechselbelastung. ................... 148
Abbildung 140: Einseitig geöffneter MID-Demonstrator mit DaisyChain ............................................ 149
Abbildung 141: Systemdemonstrator (MID-Trichter) ........................................................................... 150
Abbildung 142: Drucksensorleiterplatte mit nicht lotrecht eingeklebtem Glasröhrchen. ..................... 151
Abbildung 143: Senkung für die Drucksensorleiterplatte und Einbringen einer Bohrung für die
elektrische Verbindung zwischen MID-Demonstrator und µGenerator über Leitungen...................... 151
Abbildung 144: MID-Demonstrator und µGenerator-Package werden miteinander verbunden. ........ 152
Abbildung 145: Drucksensorleiterplatte im MID- Demonstrator. ......................................................... 152
Abbildung 146: Controller-Leiterplatte mit AddOn-Board (links) und eingesetzte Controller-Leiterplatte
in den MID-Demonstrator (rechts). ...................................................................................................... 153
Abbildung 147: IEKU-MID-Demonstrator mit eingesetzter Funkmodul-Leiterplatte............................ 153
Abbildung 155: Fertig bestückter IEKU-MID-Demonstrator. ............................................................... 154
Abbildung 149: CT-Aufnahme des IEKU-MID-Packagedemonstrators .............................................. 154
Abbildung 150: Zweiter Systemdemonstrator: Abmessungen ............................................................ 156
Abbildung 151: Zweiter Systemdemonstrator ..................................................................................... 156
Abbildung 152: Schnittbild zweiter Systemdemonstrator mit Energiewandler .................................... 157
Abbildung 153: Realisierter Demonstratoraufbau ............................................................................... 157
Abbildung 154: Firmware zum dynamischen Anpassen des Sendeintervalls..................................... 159
Abbildung 155: Beispielhafter Programmablauf mit dynamisch angepasstem Sendeintervall ........... 160
Abbildung 156: CT-Aufnahme des IEKU-Starrflex-Demonstrators. .................................................... 161
Abbildung 157: Integrierbarkeit des zweiten Demonstrators............................................................... 162
Abbildung 158: Kontaktbasierter Montagesensor. .............................................................................. 165
Abbildung 159: Dehnmessstreifen als Montagesensor. ...................................................................... 165
Abbildung 160: Kondensator als Montagesensor. .............................................................................. 166
261
Abbildung 161: Induktive Erfassung des Montagezustandes. ............................................................ 167
Abbildung 162: Resonanzschwingkreis als Montagesensor. .............................................................. 167
Abbildung 163: Klebeetikett für die Elektronische Artikelsicherung und Schaltbild. ........................... 168
Abbildung 164: Optische Erfassung des Montagezustandes.............................................................. 168
Abbildung 165: Hall-Schalter als Montagesensor. .............................................................................. 169
Abbildung 166: Reed-Schalter als Montagesensor. ............................................................................ 169
Abbildung 167: Funktionsprinzip zum Auslesen mittels Wirbelstromprinzip. ...................................... 171
Abbildung 168: Funktionsprinzip zum Auslesen eines Resonanzschwingkreises. ............................. 171
Abbildung 169: Passiver RFID-Transponder (Quelle: PTS-Forschungsbericht, Juli 2006). ............... 172
Abbildung 170: Prinzipschaltbild eines aktiven RFID-Transponders. ................................................. 172
Abbildung 171: Demonstrator mit einlagig aufgewickelter Spule. ....................................................... 174
Abbildung 172: Messanordnung für die Detektion des Montagesensors............................................ 174
Abbildung 173: Oszilloskopaufnahme mit Demonstrator in der Spulenanordnung............................. 175
Abbildung 174: Kommerzielles EAS-System. ..................................................................................... 176
Abbildung 175: Simulation verschiedener Elektrodenanzahlen. ......................................................... 176
Abbildung 176: Variation des Abstandes zwischen Dielektrikum und Kondensatoroberfläche. ......... 177
Abbildung 177: Variation des Abstandes zwischen Dielektrikum und Kondensatoroberfläche bei
verschiedenen Isolationsabständen. ................................................................................................... 177
Abbildung 178: Variation des Querschnittsflächen-Verhältnisses einer Zwei-KondensatorelektrodenAnordnung. .......................................................................................................................................... 178
Abbildung 179: Variation der Windungszahl bei verschiedenen Elektrodenanzahlen des
Kondensators. ................................................................................................................................... 179
Abbildung 180: Variation der Windungszahl für verschiedene Drahtdurchmesser, bei einer ZweiKondensatorelektroden-Anordnung. ................................................................................................... 179
Abbildung 181: Kombination aus LDS-Kondensator und gewickelter Spule. ..................................... 181
Abbildung 182: Kombination aus Kondensator in Stanzgittertechnik und gewickelter Spule. ............ 182
Abbildung 183: Montagesensor als Aufclipteil auf die Kupplung. ....................................................... 182
Abbildung 184: Funktionsmuster der Variante 3F „aufclipbarer Montagesensor“............................... 183
Abbildung 185: Wirbelstromoptimiertes Kondensatordesign mit konstanter Leiterbahnbreite (links) und
konstantem Isolationsabstand (rechts)................................................................................................ 184
Abbildung 186: Vereinfachte Einheitszelle der Interdigitalstruktur. ..................................................... 186
Abbildung 187: Ersatzschaltbild der Variante 3G. ............................................................................... 187
262
Abbildung 188: Verschieden Versionen der Variante 3G.................................................................... 187
Abbildung 189: Modifizierte fluidische Schnellkupplung mit Montagesensor V3G. ............................ 187
Abbildung 190: Modifizierter Sensor mit Keramik-Festkapazität......................................................... 188
Abbildung 191: Spiralförmige Planarspule. ......................................................................................... 189
Abbildung 192: Variante 3G-5, mit großflächer, planarer Spule und wirbelstromoptimiertem
Kondensatordesign.............................................................................................................................. 189
Abbildung 193: Überarbeitetes Layout mit Kondensatoren im SMD-Package. .................................. 190
Abbildung 194: Überarbeitete Layouts unter Berücksichtigung aller Effekte. ..................................... 191
Abbildung 195: Entwurf der fluidischen Schnellkupplung mit Sensoraufnahmeelement und
Montagesensor. ................................................................................................................................... 192
Abbildung 196: Montagesensor in Leiterplatten-Technik (links) und LPKF-LDS-Technik (rechts). .... 192
Abbildung 197: Einzelteile einer fluidischen Schnellkupplung mit Montagesensor............................. 193
Abbildung 198: Fluidische Schnellkupplung mit Montagesensor. ....................................................... 193
Abbildung 199: Detektionssystem mit Kunststofftank (li.), Schnellkupplung im Tank (re.). ................ 194
Abbildung 200: Messungen bei „offener“ und „geschlossener“ Schnellkupplung. .............................. 194
Abbildung 201: Bi-Stage Montagesensor. Kunststoffaufnahmeclip als Trägerelement für eine
gewickelte Spule (links). Baugruppe mit Federhülse und Spulenträger (rechts) ................................ 195
Abbildung 202: Ersatzschaltbild Bi-State Montagesensor .................................................................. 195
Abbildung 203: Funktionsdetails Bi-Stage Montagesensor................................................................. 196
Abbildung 205: Zusammenbau Bi- Stage Montagesensor mit Kraftstoff- Schnellkupplung ............... 197
Abbildung 206: Funktionsdarstellung Schaltelement für Bi- Stage Montagesensor ................. 198
Abbildung 207: Platine: Die Montage wird durch eine Kapazitätsänderung des Schwingkreises
detektiert .............................................................................................................................................. 198
Abbildung 208: Stromlaufpfad der Schaltplatine ................................................................................. 199
Abbildung 209: Planare Folie .............................................................................................................. 200
Abbildung 210: Folienträger mit Antenne (links) und Montagedetektor (rechts) ................................. 201
Abbildung 211: Zusammenbau Folien- Montagesensor mit Kraftstoff- Schnellkupplung ................... 201
Abbildung 212: 3D geformte Folie ....................................................................................................... 202
Abbildung 213: Anordnung des Montagesensors im Kunststoffträgerteil ........................................... 202
Abbildung 214: Funktionsdarstellung Folien- Montagesensor ............................................................ 203
Abbildung 215: Softtag mit unterschiedlich großen Kondensatorbereichen. ...................................... 205
263
Abbildung 216: Softtags mit unterschiedlich groß abgeschnittenem Kondensatorbereich und
zugehöriges Bild am Oszilloskop. ....................................................................................................... 205
Abbildung 217: Studie zum überspritzen von Kondensatoren (links: geöffnetes Werkzeug, rechts:
Spritzteile) ............................................................................................................................................ 206
Abbildung 218: Kapazitätsmessungen vor und nach dem Überspritzen ............................................ 207
Abbildung 219: Trägerelement für die Spule mit integriertem Kondensator ....................................... 207
Abbildung 220: Designstudie Folienlabel mit kapazitivem Montagesensor (links: Sensorelement,
rechts: Zusammenbau)........................................................................................................................ 208
Abbildung 221: Experimentelle Bestimmung der Abzugsfestigkeit von Folienlaminaten ................... 208
Abbildung 222: Haftfestigkeit von PP und PE Folienlaminate............................................................. 209
Abbildung 223: Demonstrator eines induktiv verstimmbaren Montagesensors .................................. 211
Abbildung 224: Rastpositionen einer Kunststoff- Schnellkupplung ..................................................... 211
Abbildung 225: Verformungsverhalten des Kunststoff- Federelements .............................................. 212
Abbildung 226: Zusammenbau Kunststoff- Schnellkupplung mit Montagesensor .............................. 212
Abbildung 227: Einzelteile für Montagesensor .................................................................................... 213
Abbildung 228: Spulenträger Demonstrator (links: Kunststoffteil, rechts: mit gewickelter Spule) ...... 214
Abbildung 229: Demonstrator mit Kraftstoff- Schnellkupplung (links: Stecker nicht montiert, rechts:
Stecker montiert) ................................................................................................................................. 214
Abbildung 230: Verformungsverhalten des Spulenkörpers ................................................................. 215
Abbildung 231: Ermittlung der Kondensator- Kapazität nach Alterung in Test- Kraftstoffen .............. 216
Abbildung 232: Analyse der Schwingkreis- Dämpfungseffekte........................................................... 217
Abbildung 233: Einfluss der Spulenwindungsanzahl auf den Schaltungswiderstand ......................... 217
Abbildung 234: Einfluss der Spulenwindungsanzahl auf die Resonanzfrequenz ............................... 218
Abbildung 235: Streuung der Induktivität der Demonstratorbauteile .................................................. 219
Abbildung 236: Einfluss der Kondensator- Toleranzklasse auf die Resonanzfrequenz des
Schwingkreises .................................................................................................................................... 219
Abbildung 237: Grundsätzliche Systemübersicht beim Montagesensor ............................................. 221
Abbildung 238: Laboraufbau zur Detektion der Schwingkreise. ......................................................... 222
Abbildung 239: Blockschaltbild des Senders. ..................................................................................... 222
Abbildung 240: Blockschaltbild des Empfängers. ............................................................................... 223
Abbildung 241: Blockschaltbild des Lesegerätes ................................................................................ 224
Abbildung 242: DDS Prinzip ................................................................................................................ 225
264
Abbildung 243: Resonanzkurve und idealer Bandpassfrequenzgang ................................................ 225
Abbildung 245: Frequenzgang des Band-Pass-Filters....................................................................... 226
Abbildung 246: Aufbau des Filters ...................................................................................................... 227
Abbildung 247: Stromlaufplan Gegentaktverstärker ........................................................................... 228
Abbildung 248: Ein- und Ausgangsspannung der Verstärkerstufe ..................................................... 228
Abbildung 249: Phasen und Frequenzgang des Gegentaktverstärkers ............................................. 229
Abbildung 250: FFT des Ein- und Ausgangssignals ........................................................................... 229
Abbildung 251: Empfangsspannungsdifferenzverlauf auf Grund der Sendefrequenzvariation und des
Transponders ...................................................................................................................................... 231
Abbildung 252: Verhalten der Antenne und Spannungsdifferenz durch Tag bei Bandbegrenzung ... 232
Abbildung 253: Simulierter Signalverlauf durch zwei und drei Transponder ...................................... 233
Abbildung 254: Empfangsspannung bei konstanter Sendespannung und unterschiedlicher
Sendefrequenz .................................................................................................................................... 234
Abbildung 255: Messergebnisse für Antennen mit unterschiedlichem Durchmesser ......................... 234
Abbildung 256: Frequenzabhängigkeit der Empfangsspannung bei quadratischer Antenne ............. 235
Abbildung 257: Abhängigkeit der Spannungsdifferenz vom Antennenabstand .................................. 235
Abbildung 258: Quadratische und runde Antennenform ..................................................................... 236
Abbildung 259: Realisierte Antenne aus Rohrmaterial ....................................................................... 237
Abbildung 260: Frequenzabhängigkeit der Empfangsspannung bei unterschiedlichem
Antennendurchmesser ........................................................................................................................ 237
Abbildung 261: Verbindung runder und ovaler (rechts) sowie rechteckige Antennenformen (links) .. 240
Abbildung 262: Kreuzförmige Antennenanordnung ............................................................................ 241
Abbildung 263: Antennensystem mit je zwei Magnetantennen 90 Grad Phasenversatz ................... 241
Abbildung 264: Antennensystem in quadratischer Anordnung ........................................................... 242
Abbildung 265: Obenliegende (links) und untenliegende (rechts) Resonanzfrequenzabstimmung . 242
Abbildung 266: Magnetantenne mit Impedanzanpassung .................................................................. 243
Abbildung 267: Einfacher Leistungsteiler ............................................................................................ 244
Abbildung 268: Wilkinson-Leistungsteiler............................................................................................ 244
Abbildung 269: Einfache Schaltungen (RC oder RL) ........................................................................ 244
Abbildung 270: Pi-Schaltung ............................................................................................................... 245
Abbildung 271: Visualisierung des Phasenversatzes bei der Pi-Schaltung ....................................... 245
265
Abbildung 272: Hybridkoppler ............................................................................................................. 246
Abbildung 273: Leistungsteiler mit Kontaktierung ............................................................................... 246
Abbildung 274: Kombination aus Symmetrierglied, Leistungsteiler und Phasenschieber .................. 247
Abbildung 275: Übersicht möglicher Funksensoren im Fahrzeug....................................................... 252
266
9
Tabellenverzeichnis
Tabelle 1 : Ergebnisse der Auswertung der Periodogramme nach den Frequenzbereichen mit der
höchsten spektralen Leistungsdichte .................................................................................................... 15
Tabelle 2: Simulierte Resonanzfrequenzen (FEM Modalanalyse) und Messungen ............................. 42
Tabelle 3: Fertigungstoleranzen ............................................................................................................ 56
Tabelle 4: Kennwerte des entwickelten Drucksensorelements ............................................................. 69
Tabelle 5: Kennwerte des entwickelten Drucksensorelements ............................................................. 74
Tabelle 6: Funktechnologievergleich – 1 ............................................................................................... 78
Tabelle 7: Funktechnologievergleich – 2 ............................................................................................... 79
Tabelle 8: Vergleich geeigneter Mikrocontroller .................................................................................... 80
Tabelle 9:Funkübertragung in KFZ ........................................................................................................ 83
Tabelle 14: Vergleich NanoNET / NanoLOC ......................................................................................... 92
Tabelle 15: Vergleich Power-Modi NanoNET........................................................................................ 93
Tabelle 16: Funktionen Nanonet-Treiber............................................................................................... 96
Tabelle 17: Erste Firmwareversion: Energiebilanz Ruhephase und Messphase.................................. 98
Tabelle 18: Erste Firmwareversion: Mittlere Leistungsaufnahme ......................................................... 99
Tabelle 19: Vergleich der Energiebilanz zwischen Konzeption und Messung ...................................... 99
Tabelle 20: Optimierung ADC ............................................................................................................. 101
Tabelle 21: Optimierung Initialisierung des Funkmoduls .................................................................... 101
Tabelle 22: Zweite Firmwareversion: Mittlere Leistungsaufnahme ..................................................... 103
Tabelle 23: Wirkungsgrad Linear/Schaltregler .................................................................................... 104
Tabelle 24: Stromversorgung bei einer Eingangsspannung von 2.7V ................................................ 104
Tabelle 25: Stromversorgung bei einer Eingangsspannung von 2.16V .............................................. 104
Tabelle 26: Verwendung des Schlafmodus des Funkmoduls ............................................................. 106
Tabelle 27: Dritte Firmwareversion: Mittlere Leistungsaufnahme ....................................................... 107
Tabelle 28: Dritte Firmwareversion: Mittlere Leistungsaufnahme inklusive Spannungsregler ........... 108
Tabelle 29: Übersicht zusätzlicher Funktionen des NanoNET-Auto-Modus ....................................... 110
Tabelle 30: Übersicht Energiebedarf der verschiedenen Implementierungen .................................... 111
Tabelle 31: Übersicht Laufzeit der verschiedenen Implementierungen .............................................. 112
Tabelle 32: Endgültige Firmwareversion: Mittlere Leistungsaufnahme im Vergleich.......................... 112
Tabelle 33: PCB Abmessungen .......................................................................................................... 126
Tabelle 34: Demonstrator Abmessungen ............................................................................................ 130
Tabelle 35: Resultierende Widerstandswerte...................................................................................... 132
Tabelle 36: Erster Systemdemonstrator: Aufteilung und Größe ......................................................... 149
Tabelle 37: Vergleich der Systemdemonstratoren .............................................................................. 155
Tabelle 38: ASIC-Integration ............................................................................................................... 162
Tabelle 39: Bewertung der Sensorprinzipien. ..................................................................................... 170
Tabelle 40: Zusammenfassende Bewertung des Sensorprinzipien. ................................................... 170
Tabelle 41: Bewertung der Übertragungsprinzipien. ........................................................................... 173
Tabelle 42: Übertragungsprinzipien mit ihren Anwendungsgebieten und Reichweiten. ..................... 173
Tabelle 43: Mögliche Technologiekombinationen. .............................................................................. 180
Tabelle 44: Übersicht der tatsächlichen und simulierten Kapazitäten. ............................................... 184
Tabelle 45: Anforderungen an das Montagesensorsystem................................................................. 223
Tabelle 46: Vergleich Quadratische/Runde Antenne .......................................................................... 236
Tabelle 47: Ergebnisse der Resonanzabstimmung ............................................................................ 243
268

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